专利名称：调节输出电压的转换器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及电源转换领域，更具体地说，涉及调节输出电流和电压的开关模 式电源电路。
背景技术：
开关调节器是很多开关模式电源(SMPS)应用所包含的电压调节器。通常，开关调 节器使用电源开关，电感，和二极管将能量从输入传递到输出。在开关调节器中使用脉宽调 节(PWM)数字控制信号产生被调节的输出电压。在不同类型的开关调节器中，反激式转换 器是一种通用调节器，其电感被划分出来以构成一个变压器，该变压器具有输入与输出相 隔离的附加优点。图1 (现有技术)示出了示例性的传统初级侧调节器(PSR)反激式转换器10。转 换器10包括变压器11，外部NPN双极型晶体管15和控制器集成电路(IC)16。变压器11 具有三个绕组初级侧绕组12，次级侧绕组13和辅助绕组14。控制器IC 16包括前置放 大器21，采样器22，脉宽调制(PWM)误差放大器23，误差比较器24，振荡及斜坡上升时间 (tramp)检测器25，PWM控制逻辑26，栅极驱动器27，电流检测放大器28，MOSFET 29，内部 主电源开关30，和电流检测电阻31。当主电源开关30接通时，输入电压Vin被强制通过初级电感12，并且电感电流17 通过初级电感12斜坡上升。当主电源开关30关断时，产生将能量传递到次级绕组13的磁 场。从转换器10传递到次级绕组13的能量以具有输出电压Vtm的次级电感电流Isec的 方式输出。在辅助绕组14上的电压Vaux，是输出电压Vtm的指示，其通过辅助绕组14和反 馈端子FB 18反馈到控制器IC 16。在控制器IC 16的内部，辅助反馈信号41 (Vfb)与参考 电压Vkef对比由前置放大器21放大，以产生反馈误差42 (Veeeoe)。VE_K由采样器22进行采 样，并且进一步由PWM误差放大器23放大。误差比较器24接收误差放大器输出信号43和 电流检测信号44，并且输出调节信号45。调节信号45用于通过PWM控制逻辑26设定主电 源开关30的接通时间。于是通过这种反馈和控制机制调节输出电压VOTT。由于该反馈和控制机制，PSR反激式转换器10依赖于反馈误差信号^^^调节输出 电压VOTT。然而，反馈误差信号νΕ·κ对由次级电感电流环路总寄生电阻Rsrc引起的ISK. Rsec 电压降是敏感的。因此，不对该ISK. Rsec电压降进行补偿，则输出电压Vott不能得到精确调 节。当PSR反激式转换器10工作在连续导通模式(CCM)时，这尤其正确，因为次级电感电 流ISE。在CCM操作中变化大。需要寻求一种补偿次级电感电流环路电阻Rsk以便更精确地 调节工作在CCM下的开关调节器的输出电压Vott的方法.
实用新型内容本实用新型所要解决的技术问题是提供一种调节输出电压的转换器，可以精确调 节输出电压。为了解决以上技术问题，本实用新型提供了如下技术方案
4[0008]本实用新型提供了一种电源转换器(即调节输出电压的转换器)，包括电源开 关；反馈电路，产生指示所述电源转换器的输出电压的反馈派生信号；电流检测电路，产生 指示所述电源转换器的输出电感电流的电流检测信号；和一种多采样误差功能电路，其中， 所述多采样误差功能电路在所述电源开关的关断周期期间，产生所述反馈派生信号的多 个原始电压采样，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的接通周期期间，产生所 述电流检测信号的至少一个电压采样，并且，其中所述多采样误差功能电路产生校正的反 馈派生电压，与所述反馈派生信号的原始电压采样相比，该校正的反馈派生电压对输出电 感电流环路电阻较不敏感。本实用新型还提供了一种反激式转换器(即反激式调节输出电压的转换器)，包 括放大器，放大与参考电压相比的反馈电压，并且输出反馈误差信号；和用于基于所述反 馈误差信号的多个原始电压采样产生校正的反馈误差电压的多采样误差功能电路，其中， 与所述反馈误差信号的所述原始电压采样相比，所述校正的反馈误差电压对于次级电感电 流环路电阻较不敏感，并且其中，所述反激式转换器可操作在连续导通模式。电源转换器将输入电压转换为被调节的输出电压。当电源转换器工作在恒压模式 时，使用反馈派生(feedback-derived)信号调节输出电压。在一个例子中，所述反馈派生 信号是与反馈电压和参考电压之间的所述差值成比例的反馈误差信号。误差采样器在电源 转换器的电源开关的关断周期期间，在多个时间点对所述反馈误差信号进行采样，并且产 生反馈误差信号的多个原始电压采样。电流检测采样器在电源开关的接通周期期间，在多 个时间点对电流检测信号采样，并且产生电流检测信号的多个电压采样。电流检测信号指 示电源转换器的输出电感电流。然后，基于反馈误差信号的多个原始电压采样和电流检测 信号的多个电压采样，产生校正的反馈误差电压。与所述反馈误差信号的原始电压采样相 比，校正的反馈误差电压对于输出电感电流环路电阻较不敏感。校正的反馈误差电压还补 偿输出电感电流环路的整流二极管的非线性。在一个实施例中，电源转换器是工作在连续导通模式(CCM)中的初级侧调节 (PSR)反激式转换器。在CCM操作中，输出电感电流在关断周期内不衰减到零。于是，计算 校正的反馈误差电压以补偿由输出电感电流环路电阻引起的电压降。在一个例子中，基于 反馈误差信号的多个原始电压采样和电流检测信号的多个电压采样，通过分段线性近似， 产生校正的反馈误差电压，以对应于当输出电感电流下降到零时的有效反馈误差电压。在 另一个例子中，通过预定的恒量进一步调节校正的反馈误差信号的分段线性近似，以便补 偿整流二极管的非线性。在PSR反激式转换器的一个实施例中，误差采样器是由多个采样电容和开关构成 的采样与保持电路。在电源开关的每个关断周期内以由采样时钟提供的高采样频率对反馈 信号采样。在每个采样周期中，采样起始于电源开关关断之后的第一时间段，并且当电源开 关接通时或当次级绕组完全消磁时，所述采样停止。在电源开关接通之前以及次级绕组完 全消磁之前的第二时间段，获得反馈误差信号的最终电压采样。基于第二时间段调节每个 采样周期的第一时间段以使反馈误差信号的最终电压采样的平均值与第二时间段无关。本实用新型采用的调节输出电流和电压的转换器，可以补偿次级电感电流环路电 阻Rsec以便更精确地调节工作在CCM下的开关调节器的输出电压Vott。
附图示出了本实用新型的实施例，其中相同的标号表示相同的部件。图1是(现有技术)中初级侧调节(PSR)反激式转换器的简化示意图。图2是按照一个新颖方面的初级侧调节(PSR)反激式转换器的高层示意图。图3是按照一个新颖方面的PSR反激式转换器的控制器集成电路(IC)的方框图。图4是在连续导通模式(CCM)操作中PSR反激式转换器的波形图。图5是按照一个新颖方面的校正PSR反激式转换器的反馈控制信号的流程图。图6是电流检测采样与保持电路的方框图。图7是误差采样与保持电路的方框图。图8是图示反馈误差信号的采样周期的图。图9是PSR反激式转换器的次级电感电流环路的方框图。图10是图示二极管电流电压特性的图。图11是在断续导通模式(DCM)操作中PSR反激式转换器的波形图。
具体实施方式
现在将详细参考本实用新型的某些实施例，这些例子示于附图中。图2是按照一个新颖方面的初级侧调节(PSR)恒流/恒压(CC/CV)反激式转换器 50的高层示意图。PSR反激式转换器50包括变压器51，外部NPN双极型晶体管52和控制 器集成电路(IC)53。变压器51包括具有Np匝的初级绕组(电感Lp) 54，具有Ns匝的次级 绕组(电感Ls) 55，和具有Na匝的辅助绕组(电感La)。控制器IC 53是具有四个端子的 脉宽调制(PWM)控制器端子VDD用于电源电压，端子GND用于接地，端子SW用于开关和端 子FB用于反馈。用于控制器IC 53的初始启动能量由电阻58和电容59提供。一旦PSR 反激式转换器50处于稳定，变压器51的辅助绕组56通过整流器57给控制器IC 53供电。 PSR反激式转换器50将输入电压Vin转换成受调节的输出电压Vqut。输出电压Vott由反馈和控制机制调节。如在图2中所示的，来自次级侧的唯一反馈 是来自辅助绕组56和次级绕组55的磁耦合的反馈。在反馈端FB上的辅助反馈信号61 (Vfb) 通过将辅助绕组 的节点上的电压60 (Vaux)传递到包括第一反馈电阻62和第二反馈电阻 63的分压反馈电路而获得。因此，反馈信号Vfb是指示输出电压Vott的反馈派生信号。控制 器IC 53从端子FB接收反馈信号Vfb，并且响应于此，在端子SW上产生需要的PWM数字控 制信号以调节PSR反激式转换器50的输出电压VQUT。图3是按照一个新颖方面的PSR反激式转换器50的控制器IC 53的方框图。控制 器IC 53包括前置放大器71，多采样误差功能电路72，PWM误差放大器73，误差比较器74， 振荡器和斜坡上升时间检测器75，PWM逻辑76，栅极驱动器77，M0SFET 78，内部主电源开关 79，电流检测放大器80，电流检测电阻81。多采样误差功能电路72包括误差采样器82，电 流检测采样器83和误差功能块(例如，如在图4中所示的分段线性(PWL)块)84。利用后 面解释的细节，多采样误差功能电路72用于校正反馈误差信号Vektok以改善PSR反激式转 换器50的精度。在控制器IC 53的操作中，调节信号96，开关频率信号97和脉宽信号98提供给 PWM逻辑76。而PWM逻辑76又输出PWM方波数字控制信号99以控制内部主电源开关79的开和关状态。当主电源开关79被接通时(接通周期)，输入电压Vin被强制接入初级电 感54。初级电感电流Ip开始流过初级电感54。由于初级电感电流Ip斜坡上升，当主电源 开关79关断时(关断周期)，产生磁场将能量传递到次级电感55的磁场。传递到次级电感 55的能量以输出电压为Vqut的次级电感电流Isec的形式从PSR反激式转换器50输出。次 级电感电流Isk流过具有次级电感电流环路总寄生电阻Rsec的次级电感电流环路68。通过 调节PWM控制信号99的占空比，能够以需要的电压等级调节输出电压VOTT。在操作的恒压模式中，使用调节信号96通过反馈机制设定主电源开关79的接通 时间。从反馈端FB，由前置放大器71接收反馈派生信号(辅助反馈信号)VFB。前置放大器 71将反馈信号Vfb和参考电压Vkef之间的电压差放大，并且输出反馈误差信号91 (Veeeoe)。因 此反馈误差信号是反馈派生信号，其指示输出电压VOTT。在图3的例子中，反馈派生 信号(或者反馈派生信号Vfb)由多采样误差功能电路72采样和校正。多采样误差功 能电路72输出校正的反馈误差电压92 (Vce)。PWM误差放大器73进一步放大和积分校正的 反馈误差电压Vce，并且输出误差放大器输出信号93。从开关端子SW，通过由MOSFET 78和 电流检测电阻81形成的电流检测电路来检测电流。检测的电流指示在接通周期内初级电 感电流ΙΡ。电流检测放大器80将检测的电流进行放大并且输出电流检测信号95(VCS)。误 差比较器74将误差放大器输出信号93和电流检测信号95比较，并且作为响应输出调节信 号96。基于调节信号96，PWM逻辑76设定主电源开关79的接通时间以调节输出电压VOTT。如在图3中示出的，在反激式转换器50的可选实现中，虚线部分85由另一虚线部 分86代替。在可选实现中，通过直接从电流检测电阻81分接而不经过电流检测放大器获 得电流检测信号95 (Vcs)。此外，主电源开关79或电流检测电阻81均可以在控制器IC 53 之内或之外。在这些实施例的任何一个实施例中，Vcs用于代表在接通期间的初级电感电流
Ipo反激式转换器50在断续导通模式(DCM)和连续导通模式(CCM)这两个操作模式 中输出恒定的电压。在DCM操作中，次级电感电流Ise。在关断周期中斜坡下降到零。另一 方面，在CCM操作中，使用具有大电感值的电感器以便在关断期间Isk从不下降到零。反激 式转换器50根据负载电流等级和线电压在CCM和DCM之间来回转换。当高负载电流和低 线电压强制主电源开关79工作在超过临界导通条件的高占空比时，反激式转换器50工作 在CCM以保持调节。当线电压增加或当负载电流减少时，反激式转换器50转换到DCM以保 持调节。图4是在连续导通模式(CCM)操作中反激式转换器50的波形图。标识为Ip的波 形代表流过初级绕组54的初级电感电流IP。标识为Isec的波形代表流过初级绕组55的次 级电感电流ISEC。主电源开关79在Tl时接通，在T2时关断并且在T3时再次接通。于是， 在Tl和T3之间的时间是开关周期。Tl和T2之间的时间是开关接通时间，在该时间内主电 源开关79接通(接通周期)。T2和T3之间的时间是开关关断时间，在该时间内主电源开 关79关断(关断周期)。如在图4中所示的，在接通周期内初级电感电流Ip斜坡上升。初 级电感电流Ip在时刻Tl等于IPT1，并且当Ip达到其峰值电流时，在时刻Τ2等于ΙΡΤ2。在关 断周期内，初级电感电流Ip下降到零并且能量从初级绕组54传递到次级绕组55。次级电 感电流Isk开始流动并且逐渐斜坡下降。因为变压器51不增加功率，其遵循在初级侧或 次级侧上的功率(V*I)必须恒定。结果，次级电感电流Isec在T2时刻等于Ipt2 · (NP/NS)，并且当另一个接通周期开始时，在T3时刻等于Im · (NP/NS)(对于一个周期的时刻T3等效于 对于先前周期的时刻Tl)。在CCM操作中，次级电感电流Iseb从时刻T2到T3斜波下降，但 从不下降到零。图4还示出标识为VAUX代表在辅助绕组56上的电压VAUX的波形。由于辅助绕 组56和次级绕组55的磁耦合，在关断期间，PSR反激式转换器50的输出电压VOUT与辅助 绕组56上的电压VAUX关联。由于次级电感电流ISEC流过次级电感电流环路68，VOUT和 VAUX之间的关系可由下列等式1近似表达出。 其中，VD(t)是次级侧二极管整流器二极管电压降，Isk(t)是次级电感电流，及Rsec 次级电感电流环路电阻。如在图4中示出的，在时刻TA，在时刻T2之后的时间段Tbum，Vaux 稳定，并且在时刻TB达到其最低电压(刚好在当另一个OFF周期开始时在CMM中的时刻T3 之前)。等式1表明尽管辅助绕组56上的电压Vaux为输出电压Vqut提供反馈，Vaux对由次 级电感电流环路电阻Rsk引起的电压降敏感。当PSR反激式转换器50工作在CCM中时，该 敏感性更为显著因为在CCM操作中在关断周期内次级电感电流Ise。保持在零之上。因此， 影响调节输出电压Vtm的精度的一个因素是补偿由次级电感电流环路电阻Rsec引起的电压 降的精度。因为反馈误差信号Vekkqk代表(Vfb-Vkef)并且与(Vfb-Vkef)成比例，可校正反馈误差 信号Vektok以补偿次级电感电流环路电阻RSK。理想地，当次级电感电流Isec近似于零时， VEK_的校正反馈误差电压Vce等效于反馈误差电压，在此时，次级电感电流环路总寄生电 阻Rsec引起的电压降也近似为零。从等式1中，假定Vott (t)和Vd (t)保持恒定，那么Vaux从时刻TA到时刻TB近似为 一线性直线。次级电感电流环路电阻Rsk可近似表达为下面等式2 : 此处，AVaux是两个时间点之间Vaux的电压差，并且Δ Isec是该相同的两个时间点 之间Isk的电流差。从等式2，假定Rse。保持恒定，那么Δ Vaux/Δ Isk在分段线性近似于辅助 电压Vaux的情况下保持恒定。因为反馈误差信号Vektok与(Vfb-Vkef)成比例，并且初级电感电流Ip还与Isk成比 例，其遵循Δ VE_/Δ Ip也在分段线性近似于反馈误差信号VE_的情况下保持恒定。因此， 此处，Vta和Vtb是在时刻TA和TB处反馈误差信号Vektok的电压值，Im和Ipt2是在 时刻Tl和T2处Ip的电流值，而Vce是当次级电感电流Isk近似为零时的校正反馈误差电 压。按照等式3，Vce可表达为 或 此处，Vipti和Vipt2是与在时刻Tl和T2处初级电感电流Ip的电流值成比例的电压 值。[(Vta-Vtb)/(Vipt2-Vipti)]项是有效跨阻校正因数，其近似于当被转换为电压采样时的总 寄生次级侧电感电流回路电阻RSK。在CCM操作中，当输出电流IOUT增加时，Vtb电压趋于增加与Vipti的增加成比例的一个量。结果，通过将Vtb减掉等于有效跨阻校正因数乘以Vipti 的这么一项，来校正被校正的反馈误差电压VCE。通过使用等式5中的被校正的反馈误差电 压\E，PSR反激式转换器50的精度得到改善。图5是按照一个新颖方面的校正反馈误差信号91 (Veeeoe)的流程图。在第一步骤 (步骤101)中，在时刻TA和TB由误差采样器82对反馈误差信号Vekkqk采样。误差采样器 82输出反馈误差信号Vekkqk的在时刻TA的电压采样Vta和在时刻TB的电压采样Vtb。在第 二步骤(步骤102)中，在时刻Tl和T2，由电流检测采样器83对电流检测信号95采样。电 流检测采样器83在时刻Tl输出电压采样Vipti和在时刻T2输出电压采样VIPT2。电压采样 VIPT1*VIPT2分别与在时刻Tl和T2的初级电感电流Ip成比例。在第三步骤(步骤103)中， 误差功能块84接收电压采样Vta，VTB，Vipti和VIPT2。作为响应，误差功能块84产生校正反馈 误差电压92 (Vce)。下面参照图6到图8详细解释Vektok和Vcs的采样。图6是图3中电流检测采样器83的方框图。在图6的例子中，电流检测采样器83 是由多个电容和开关形成的采样与保持电路。电容用于存储电流检测信号V。s开关用于可 选择地与电流检测信号V。s连接或关断连接。为了获得等式5需要的电流检测信号V。s的所 需要的电压采样Vipti和VIPT2，在接通周期内在时刻Tl和T2对电流检测信号V。s采样。通过 适当地控制开关的接通和关闭时间，按需要，在时刻Tl和T2获得电压采样Vipti和VIPT2。图7是图3中误差采样器82的方框图。误差采样器82也是由多个电容和开关构 成的采样与保持电路。然而，在图7的例子中，以采样时钟提供的高采样频率对反馈误差信 号采样。图8是更详细地图示反馈误差信号VE_K的高频率采样周期的图。图8的顶 部图图示了第一采样周期开始于时刻TA，图8的底部图图示了第二采样周期开始于时刻 TA之后2*Td的地方。如图8中所示，在时刻TA第一次对VEK_采样，并且在时刻TA获得电 压采样VTA。同时，还将VE_K与阈值电压VTH比较。当VE_K在时刻Τ3低于VTH时，高频率 采样停止工作。获得在时刻Τ3之前的最终电压采样，用作刚好在时刻Τ3之前的TB时刻采 样的电压采样VTB。因为时刻T3与采样时钟异步，电压采样Vtb不是准确地在T3时刻获得。如在图8的顶图示出的，每个采样之间的时间间隔等于T_s，在时刻T3之前的Td 时间段处获得在第一采样周期内的最终电压采样VTB。取决于反馈误差信号^^^何时下降 到VTH以下，Td可以是零到Trecs之间的任何值。于是，该时间段Td引入了 Vtb的误差，因为 Td在每个采样周期都变化。正如在图8的底部图中所示的，第二采样周期延迟一个2*TD时 间段。结果，在时刻T3之前的(Tms-Td)时间段获得在第二采样周期中的最终电压采样Vtb。 平均起来，在T3之前的TmS/2的时间段处获得电压采样VTB。通过调节每个采样周期的起 始时间，电压采样Vtb因此与Td引入的误差无关。回到图5，在已经适当地获得电压采样Vta，Vtb，Vipti和Vipt2之后，然后在图5的步 骤103中，按照等式5计算校正的反馈误差电压VCE。按照等式5，误差功能块84对反馈误 差信号执行分段线性(PWL)近似以便当次级电感电流Isk等于零时，校正的反馈误差 电压Vce等于反馈误差电压。图9是PSR反激式转换器50的次级电感电流环路68的方框图。如图9中所示 的，次级电感电流环路68包括次级绕组55，整流二极管66，输出电容67。次级绕组55具有 Rseci的等效电阻，整流二极管66具有Rsec2的等效电阻，并且输出电容67具有Resk的等效串 联电阻。结果，次级电感电流环路电阻Rsec近似等于RSEa+RSEC2+RESK。然而，整流二极管66
9是非线性元件。二极管66的非线性需要进行补偿以便进一步改善调节PSR反激式转换器 50的输出电压V-的精度。图10是图示整流二极管66的电流电压特性的图。正如图10中所示的，二极管66 的I-V曲线是非线性曲线。然而，该I-V曲线能够由直线A或直线B近似。假定二极管66 两端的电压降等于当Isk等于零时的VD0，其遵循 或 其中，Isec是次级电感电流，Rsec2或Rsec2，是二极管66的等效电阻，并且Rsec2，比 Rsk2大。等式6代表对I-V曲线的A线近似，而等式7代表对I-V曲线的B线近似。在图10 的例子中，当Isk相对大时等式6是较好的近似，而当Isk相对小时等式7是较好的近似。因为整流二极管66的非线性，能够进一步调整对反馈误差信号VE_K的分段线性 近似以便补偿该非线性。因为Rsk2按照次级电感电流Isk变化，次级电感电流环路电阻Rsk 也变化。结果，等式3可调整为 在此α是值大于1的常数。从等式8，校正反馈误差电压表达为 或 在此，α是值大于1的常数。通过合适地调整α的值，计算校正的反馈误差电压 Vce以补偿整流二极管66的非线性并且由此进一步改善PSR反激式转换器50的输出电压 Vout的精度。图11是在断续导通模式(DCM)操作中反激式转换器的波形图。正如图11中所 示的，初级电感电流Ip和次级电感电流Isk的波形类似于图4中的波形。然而，在DCM操 作中，初级电感电流Ip在时刻Tl从零开始，并且在从Τ2到Τ3的开关关断时间期间，次级 电感电流Isk衰减到零。结果，在当Isk衰减到近似为零的时刻ΤΒ，辅助电压Vaux只等于 (V0UT+VD) · Na/Ns。因此，在时刻TB，Vaux不再对次级电感电流回路总寄生电阻Rsrc敏感。因 此，可直接使用时刻TB的反馈误差信号VE_K的电压采样Vtb而无需校正。然而，等式4或 5表达的校正方法均可用于CCM和DCM操作。因为在DCM操作中Im = 0，在等式4或5中 其遵循Vce = Vtb，这在DCM操作中仍然正确。因此，尽管校正反馈误差电压VE_K的方法被 设计用于CCM操作，其仍然适合用于CCM和DCM 二种操作情况。尽管为了指导性目的结合一些特定的实施例描述了本实用新型，但本实用新型不限于 此。反激式转换器50可以是任何其他类型的开关电压调节器。次级电感电流环路68可以是开 关电压调节器的输出电感电流环路。反馈派生信号(反馈信号)VFB而不是反馈派生信号(反馈 误差信号)VERR0R可以没有前置放大而进行采样和处理。可以在接通和关断周期期间，在不同的 时间对反馈误差信号VERROR和电流检测信号VCS的电压样本进行采样。电压采样VTB可以是每 个周期采样停止之前的最后的采样或最后采样之前的任何采样。可以基于不同于分段线性近似 的对反馈误差信号VERROR的近似，获得校正的反馈误差电压VCE0相应地，能够进行所描述的实 施例的各个特征的各种改进，改变和组合，而不脱离权利要求所列出的本实用新型的范围。
权利要求一种调节输出电压的转换器，其特征在于，包括电源开关；反馈电路，产生指示所述电源转换器的输出电压的反馈派生信号；电流检测电路，产生指示所述电源转换器的输出电感电流的电流检测信号；和一种多采样误差功能电路，与所述反馈电路和电流检测电路相连接，以便在所述电源开关的关断周期期间，对所述反馈电路产生的反馈派生信号的多个原始电压进行采样；而在所述电源开关的接通周期期间，对所述电流检测电路产生的电流检测信号的至少一个电压进行采样，并且，其中所述多采样误差功能电路产生校正的反馈派生电压，与所述反馈派生信号的原始电压采样相比，该校正的反馈派生电压对输出电感电流环路电阻较不敏感。
2.如权利要求1所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述调节输出电压的转 换器是反激式转换器，并且其中所述输出电感电流环路是次级电感电流环路。
3.如权利要求1所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述调节输出电压的转 换器是可操作在连续导通模式中的转换器。
4.如权利要求3所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述转换器是一个当操 作条件变化时能在连续导通模式和断续导通模式之间转换的转换器。
5.如权利要求1所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述多采样误差功能电 路包括采样器，输出所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样；电流检测采样器，输出所述电流检测信号的所述至少一个电压采样；和误差功能块，接收所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样和所述电流检测信号的 所述至少一个电压采样，并且作为响应，输出所述校正的反馈派生电压。
6.如权利要求5所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述采样器是采样与保 持电路，该电路具有多个采样电容和多个开关，其中所述多个开关的每一个将所述多个采 样电容的相应的一个耦合到所述反馈派生信号。
7.如权利要求5所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述误差功能块为当所 述电流检测信号增加时减少所述校正的反馈派生信号的功能块。
8.如权利要求1所述的调节输出电压的转换器，其特征在于，所述输出电感电流环路 包括一个由所述校正的反馈派生电压补偿非线性的二极管，其中，所述非线性是指二极管 自身的非线性。
9.一种反激式调节输出电压的转换器，其特征在于，包括放大器，放大与参考电压相比的反馈电压，并且输出反馈误差信号；和用于基于所述反馈误差信号的多个原始电压采样产生校正的反馈误差电压的多采样 误差功能电路，其中，与所述反馈误差信号的所述原始电压采样相比，所述校正的反馈误差 电压对于次级电感电流环路电阻较不敏感，并且其中，所述反激式调节输出电压的转换器 为可操作在连续导通模式的转换器。
10.如权利要求9所述的反激式调节输出电压的转换器，其特征在于，所述反激式调节 输出电压的转换器是一个当操作条件变化时能在连续导通模式和断续导通模式之间转换 的转换器。
11.如权利要求9所述的反激式调节输出电压的转换器，其特征在于，所述次级电感电流环路包括一个由校正的反馈误差电压补偿非线性的二极管，其中，所述非线性是指所述 二极管自身的非线性。
专利摘要本实用新型公开了一种调节输出电压的转换器，可以精确调节输出电压。该电源转换器，包括电源开关；反馈电路，产生指示所述电源转换器的输出电压的反馈派生信号；电流检测电路，产生指示所述电源转换器的输出电感电流的电流检测信号；和一种多采样误差功能电路，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的关断周期期间，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的接通周期期间，产生所述电流检测信号的至少一个电压采样，并且，其中所述多采样误差功能电路产生校正的反馈派生电压，与所述反馈派生信号的原始电压采样相比，该校正的反馈派生电压对输出电感电流环路电阻较不敏感。
文档编号H02M7/217GK201682428SQ200920168250
公开日2010年12月22日 申请日期2009年8月27日 优先权日2008年8月30日
发明者黄树良 申请人:技领半导体(上海)有限公司;技领半导体股份有限公司