专利名称：逆变器的损耗功率分布的制作方法
逆变器的损耗功率分布本发明涉及一种用于运行电机、特别是永久励磁的同步电机的逆变器用的调制方法，其中，所述逆变器包括至少两个支路。此外，本发明还涉及一种逆变器、用于逆变器的控制电子装置和用于逆变器的调制器。在此，“永久励磁的同步电机”例如可以理解为阻塞换相(Blockkommutierimg)或者正弦换相的同步电机。本发明既可用到阻塞换相的也可用到正弦换向的同步电机上。调制方法确定了在什么条件下使用哪种调制模式。调制模式确定了切换模式的时间顺序，即不同切换模式使用的顺序和持续时间。切换模式描述了多个开关中哪个开关导电、哪个开关不导电。US 2005/0122072 Al提出，每个相使用多个半桥，以便使电流和因此损耗功率分布到多个开关上。然而这种设计方案增加了开关的数量，进而也增加了逆变器的制造费用和空间需求。本发明的目的是，提供这种类型的调制方法，所述调制方法可降低逆变器/反向换流器(Wechselrichter)的制造费用和空间需求。此外，本发明的目的是，提供一种具有这种优点的逆变器、用于逆变器的控制电子装置以及用于逆变器的调制器。所述目的通过独立权利要求的特征来实现。在从属权利要求中给出本发明的有利的实施形式。本发明通过下述方式建立在这种类型的调制方法的基础之上，即，时间交替地实施下述两个步骤首先，根据第一调制模式在第一调制时间间隔内实施第一调制，其中，所述两个支路中的第一支路与电源的第一极连接，并且所述两个支路中的第二支路以时间间歇的方式与电源的第二极连接；其次，根据第二调制模式在第二调制时间间隔中实施第二调节，其中，所述两个支路的第二支路与电源的第二极连接，并且所述两个支路的第一支路以时间间歇的方式与电源的第一极连接。一种优选的实施形式提出，所述逆变器包括至少三个支路。在一种有利的实施形式中，在实施所述第一调制期间，所述两个支路的第二支路以时间间歇的方式与所述电源的第一极连接，和/或在实施所述第二调制期间，所述两个支路的第一支路以时间间歇的方式与所述电源的第二极连接。—种优选的实施形式提出，所述调制方法附加地包括下述步骤将整个调制时间间隔划分成第一调制时间间隔和第二调制时间间隔。一种优选的改进方案提出，所述第一调制包括脉冲宽度调制和/或空间矢量调制，和/或所述第二调制包括脉冲宽度调制和/或空间矢量调制。优选地，所述第一调制模式和所述第二调制模式具有至少一个协调一致的切换模式；当两个调制模式具有协调一致的切换模式时，实施从所述第一调制模式到所述第二调制模式的第一转换，和/或实施从所述第二调制模式到所述第一调制模式的第二转换。所述调制方法可以如此设计，使得在伪随机时间和/或在每次调制过程中，和/或在实施确定数量或者随机数量的调制过程之后，实施两个调制模式之间的变换。此外，本发明通过下述方式建立在这种类型的逆变器、用于所述逆变器的这种类型的控制电子装置或者用于逆变器的这种类型的调制器的基础之上，即，特别是设置适合用于实施前述调制方法之一的逆变器、控制电子装置或者调制器。
所述逆变器或者控制电子装置被设置成用于接收信号，利用所述信号可引起从第一调制模式到第二调制模式的转换和/或从第二调制模式到第一调制模式的转换，和/或所述逆变器或控制电子装置自动地引起从第一调制模式到第二调制模式的转换，和/或从第二调制模式到第一调制模式的转换，其中，特别是在所述逆变器启动时和/或在逆变器实施确定数量或者随机数量的启动后，实施所述两个调制模式之间的转换。此外，这样一种逆变器是优选的，在这种逆变器中，在两个调制模式中至少有时接通的开关在所述第一调制模式期间比在所述第二调制模式期间产生更大或者更小的损耗功率。现在参考附图借助特别优选的实施例对本发明进行阐述。其中示出了
图1 根据本发明的逆变器的第一实施形式的示意性电路图，在具有三相电机的连接在电流开关上的绕组相的双极技术中，该逆变器具有逆变器的电流开关的可能的电路技术结构；
图2 根据本发明的逆变器的第二实施形式的示意性电路图，在具有三相电机的连接在电流开关上的绕组相的场效应技术中，该逆变器具有逆变器的电流开关的可能的电路技术结构；
图3 用于说明在第一调制时间间隔期间损耗功率产生和典型的电流情况的等效电路
图4 用于说明在第二调制时间间隔期间损耗功率产生和典型的电流情况的等效电路
图5 在所述两个调制时间间隔期间在时间上描述的、相关的转换元件中的电流曲线的非比例略图。在图1中示出的逆变器10的第一实施形式包括开关控制装置14 (在此也叫作控制电子装置14)和用于绕组相U、V、W中的每一个绕组相的各一个上侧开关S1、S3、S5以及各一个下侧开关S4、S6或S2。借助于开关Si、S2、S3、S4、S5、S6，借助于与正极化的供电线路16和负极化的供电线路18的交替连接，关于负极化的供电线路18在用于每个相U、 V或W的连接线路Ku、Kv, Kw上分别提供交流电压Uiu Uv或Uw0借助于开关控制装置14， 连接线路Ku、Kv、Kw中的每一个可以在下述三个状态中的每一个中接通。在第一开关状态中，引导至相应的连接线路的开关对S1、S4或S3、S6或S5、S2是高欧姆的，也就是说，该开关对沿电源观的主流动方向既不能与正极化的供电线路16连接，也不能与负极化的供电线路18连接。在第二开关状态中，相应的开关Si、S3、S5和正的供电线路16连接。在第三开关状态中，相应的开关S4、S6、S2和负的供电线路18连接。为了在电机12的与电位无关的星形结点20中使电流流过所述三个相U、V、W中的至少一个，所述三个开关Si、S3、 S5中的至少一个开关必须采取第二开关状态，并且三个开关S4、S6、S2中的其它两个开关中的至少一个开关必须采取第三开关状态。图1示出了开关Si的开关技术结构，其中每个开关具有分别带有空转二极管Di的可控制的半导体Qi，其中，i可以表示数值1到6，并且可控制的半导体典型地是一种IGBT (insulated - gate bipolar transistor (绝缘栅双极型晶体管))或者 MOSFET (metal oxide semiconductor fied-effect transistor (金属氧化物半导体场效应晶体管))。在图2中示出的逆变器10的第二实施形式的每个开关Si具有分别带一个空转二极管Di的可控制的半导体Qi。然而在此并没有分开地示出空转二极管Di，因为在此该空转二极管并不作为单独的元器件存在，而是作为可控制的半导体Qi的寄生的或者集成的组成部分，这个组成部分例如可以是M0SFET。在机电的调节器中，如机电的转向和电制动中出现如“支承在末端挡板上”或者 “以最大的力挤压”的运行状态。在这些状态中所属的电机12关于其额定值在较小转速或者甚至是停息状态时以高的转矩运行。在常规的阻塞换相(Blockkommutierung)时，在最有问题的马达位置中，开关Si、S2、S3、S4、S5、S6中的至少一个开关在由360°除以相位数η 的范围中持久地导电。为了确保变频器10和其功率半导体Qi、Di的耐用性，常规的变频器 10如此设计，使得半桥的所有开关Si能持久地承载整个的相电流。也就是说或者必须使用比在通过可控制的半导体Qi的损耗功率的对称分布中所要求的更大的(并且因此更贵的) 可控制的半导体Qi，或者必须采取用于冷却的成本高的措施
图3和4示出用于根据本发明的调制方法的等效电路图(Ersatzschaltbilder)， 该等效电路图用于说明在第一调制时间间隔a或者第二调制时间间隔b期间的损耗功率分布和电路22、24J6，其中，在不限制普遍性的情况下例如通过给三相交流电机12的支路U 和V通电来描述这一点。SwU和SwV象征性地表示开关对S1、S4或者S3、S6的纯转换作用。 在这两个等效电路图中分别分开地示出了这些开关的转换作用和损耗功率产生功能。电阻 Ri象征性地表示在开关Si中的损耗功率产生功能。典型地，在经由各个开关Si的电流强度和开关中的损耗功率之间的关系是非线性的。此外，备用电阻R1、R3、R4、R6、进而损耗功率典型地与电流方向无关。典型地，在开关Si中产生的损耗功率随着电流强度和转换频率而增加。图5示出在相关的开关Si的转换元件Qi、Di中在时间t上描述的时间电流曲线的非比例略图。图3示出了用于说明在第一调制时间间隔a期间损耗功率形成和典型的电流情况的等效电路图。在电机相U、V的充电阶段30期间转换作用SwU使三相交流电机的相U和正极化的供电线路连接，其中，转换作用SwV使相V和负极化的供电线路连接。其中，用粗箭头表示的充电电流Ia流过损耗电阻Rl、电机相U和V、损耗电阻R6和电源28 (电路22)。 当电机12的转子缓慢运动时仅产生少量的反电势(Gegen-EMK)，并且在停止状态时几乎不产生。因此若在起振状态时电流Ia在转子缓慢运动和停止状态时将会特别地高。因为当缺少反电势时，在相U和V的欧姆电阻和损耗电阻Rl、R6处的总的电源电压Up下降。由于相U和V的感应特性，当开关S6变为导电之后，电流Ia不能突然间上升。典型地，当变为导电后几微秒，开关S6重新切换为不导电。因此避免了在第一电路22中的电流Ia大大提高。由于开关S6变为不导电，所以开关S3沿二极管D3的通流方向是能导电的。在充电阶段30里在第一电路22中已形成的电流Ia在现在开始的空程阶段32首先继续流经开关 S3，更确切地说是流经二极管D3 (电路M)。在第二实施形式中，二极管、寄生的或者集成的二极管D3通常具有较高的电阻R3，该电阻导致高的损耗功率。因此在第二实施形式中优选的是，在开关S6切换为不导电之后，控制器尽快地将场效应晶体管S3置于导电状态。 电阻R3则明显更小，从而在空程阶段就直接减小了逆变器的损耗功率，以及间接减小充电阶段中的逆变器的电流消耗。与“正常的”电流方向相反地也使用半导体开关Q3的可能性通常不能利用双极的晶体管得出。因为在第二电路M中未设置电源观，所以在相电感U、 V中存储的能量在损耗电阻R1、R3和绕组相U、V的欧姆电阻中逐渐被消耗，从而电流。通
6过二极管D3原则上按指数地下降。典型地，开关周期(转换频率的逆转)与充电阶段的时间常数(Lu+Lv)/ (R1+R6)和空程阶段的时间常数(Lu+Lv)/ (R1+R3)相比更短，其中，Lu或 Lv分别表示相U或V的感应率。虽然在这种运行方式中电源28典型地仅以轻微的占空率 (Tastgrad)给相U和V直接提供电能，但是在逆变器稳态运行时经过电机相U和V的电流的波动性与其高度相比较为轻微。由于大的时间常数，所以在图5中示出的上升的和下降的坡部(Flanke)恰好几乎是直线地示出。然而所述坡部的高度超高地示出，以便更好地说明电路的功能原理。重复了对于图3所述的过程，直到第二调制时间间隔b开始。图4示出用于说明在第二调制时间间隔b期间损耗功率出现和典型的电流情况的等效电路图。在此，该过程和功能方式原则上与在第一调制时间间隔a中的过程和功能方式相同。特别是在第一电路22和充电电流Ia方面没有区别。然而在第二调制时间间隔b 中，开关S6保持导电；换言之，开关Sl在充电阶段30结束时切换为不导电，且开关S4借助二极管D4在空程阶段32开始时切换为导电。由此，第二调制时间间隔b的空程电路沈与第一调制时间间隔a的空程电路M不同。重复对于图4所描述的过程，直到第一调制时间间隔a开始。图5示出可控制的半导体Ql在第一调制时间间隔a内比在第二调制时间间隔b内更强地加载电流，因为可控制的半导体在这个时间间隔内除了充电电流Ia外还引导空程电流IE。相反，Q6在时间间隔a中只引导充电电流IA。因为Ql和Q6在调制时间间隔 b中的电流负载的情况发生逆转，所以在这两个调制模式Ma和Mb之间的来回转换导致在可控制的半导体Ql和Q6之间的改进的损耗功率分布。如果所述来回转换在Sl和S6同时导电的时间内实施，则这种调制模式的根据本发明的转换不会导致附加的切换损失。下述实例呈现出所述的极化和方向，当所述装置10、12、14的定义和/或运行方式有变动时这些极化和方向可以相反。此外，这些考虑也可以转移到具有多于三个相位的或具有三角形电路的装置和方法中。有利地，电机12的第一相U、V、W在第一时间间隔期间持续地与直流电源的第一极16连接、在第二时间间隔期间与直流电压源的另一极18连接。 优选地，第一调制时间间隔a和第二调制时间间隔b平均相同地长，特别是平均长于0. 2毫秒，和/或平均短于1000毫秒。有利地，不同的调制模式之间的变换在考虑在变换器10中的电流强度和/或电机12的力矩和/或电的角度和/或转速和/或位置的情况下实现。在电机12上的负载可以是机械的，而驱动装置是电的。替代的或附加地，电机12能以机械的方式驱动，而电机12的负载是电的。
权利要求
1.一种用于运行电机(12)、特别是永久励磁的同步电机(12)的逆变器(10)用的调制方法，其中，所述逆变器(10)包括至少两个支路(U、V)，所述调制方法的特征在于，以时间交替的方式执行下述步骤a.根据第一调制模式(Ma)在第一调制时间间隔(a)中实施第一调制(A)，其中，所述两个支路(U、V)的第一支路(U或V)与电源的第一极(16)连接，并且所述两个支路(U、V)的第二支路(V或U)以时间间歇的方式与所述电源的第二极(18)连接，b.根据第二调制模式(Mb)在第二调制时间间隔(b)中实施第二调制(B)，其中，所述两个支路(U、V)的第二支路(V或U)与电源的第二极(16)连接，并且所述两个支路(U、V)的第一支路(U或V)以时间间歇的方式与所述电源的第一极(18)连接。
2.按照权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述逆变器(10)包括至少三个支路 (U、V、W)。
3.按照权利要求1或2所述的调制方法，其特征在于，在实施所述第一调制(A)期间， 所述两个支路(U、v)中的第二支路(V或U)以时间间歇的方式与所述电源的第一极(18)连接，和/或在实施所述第二调制(B)期间，所述两个支路(U、V)中的第一支路(U或V)以时间间歇的方式与所述电源的第二极(18)连接。
4.按照权利要求1至3中任一项所述的调制方法，其特征在于，所述调制方法附加地包括下述步骤将整个调制时间间隔划分成第一调制时间间隔(a)和第二调制时间间隔 (b)。
5.按照权利要求1至4中任一项所述的调制方法，其特征在于，所述第一调制(A)包括脉冲宽度调制和/或空间矢量调制，和/或所述第二调制(B)包括脉冲宽度调制和/或空间矢量调制。
6.按照权利要求1至5中任一项所述的调制方法，其特征在于，所述第一调制模式 (Ma)和所述第二调制模式(Mb)具有至少一个协调一致的切换模式；当两个调制模式(Ma、Mb) 具有协调一致的切换模式时，实施从所述第一调制模式(Ma)到所述第二调制模式(Mb)的第一转换，和/或实施从所述第二调制模式(Mb)到所述第一调制模式(Ma)的第二转换。
7.按照权利要求1至6中任一项所述的调制方法，其特征在于，在伪随机时间和/或在每次调制过程中，和/或在实施确定数量或者随机数量的调制过程之后，实施两个调制模式(MA、MB)之间的变换。
8.一种逆变器(10)，或者用于逆变器(10)的控制电子装置(12)，或者用于逆变器 (10)的调制器，其特征在于，特别地设置适合用于实施按照权利要求1至7中任一项所述的调制方法的逆变器(10)、或者控制电子装置(12)或者调制器。
9.按照权利要求8所述的逆变器(10)或者控制电子装置(12)，其特征在于，所述逆变器(10)或者控制电子装置(12)被设置成用于接收信号，利用所述信号能引起从第一调制模式(Ma)到第二调制模式(Mb)的第一转换和/或从第二调制模式(Mb)到第一调制模式(Ma) 的第二转换，和/或所述逆变器(10)或控制电子装置(12)自动地引起从第一调制模式(Ma) 到第二调制模式(Mb)的第一转换，和/或从第二调制模式(Mb)到第一调制模式(Ma)的第二转换，其中，特别是在所述逆变器(10)启动时和/或在逆变器(10)实施确定数量或者随机数量的启动后，实施两个调制模式(MA、MB)之间的第一转换或者第二转换。
10.按照权利要求8或9所述的逆变器(10)，其特征在于，在两个调制模式中至少有时接通的开关(Si)在所述第一调制模式(Ma)期间比在所述第二调制模式(Mb)期间产生更大或者更小的损耗功率。
全文摘要
在用于运行电机(12)的逆变器(10)的调制方法中时间交替地实施第一调制(A)和第二调制(B)。在所述第一调制(A)期间根据第一调制模式(MA)，两个支路(U、V)中的第一支路(U或V)与电源的第一极(16)连接，并且这两个支路(U、V)中的第二支路(V或U)以时间间歇的方式与所述电源的第二极(18)连接。在所述第二次调制(B)期间根据第二调制模式(MB)，所述两个支路(U、V)的第二支路(V或U)与电源的第二极(16)连接，并且两个支路(U、V)的第一支路(U或V)以时间间歇的方式与所述电源的第一极(18)连接。逆变器(10)、用于逆变器(10)的控制电子装置或者用于该控制电子装置(14)的调制器适合用于实施本调制方法。
文档编号H02M7/48GK102257717SQ200980150993
公开日2011年11月23日 申请日期2009年12月9日 优先权日2008年12月19日
发明者斯普劳 M. 申请人:罗伯特·博世有限公司