功率调节器和太阳光发电系统的制作方法

专利名称：功率调节器和太阳光发电系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及将以薄膜太阳电池或燃料电池等的直流电源发电的直流功率变换为 与系统相联的交流功率的功率调节器和使用它的太阳光发电系统。
背景技术：
近年来，正在活跃地推进从地球环境保护的观点来看、作为无穷无尽的清洁能源 的太阳电池构成的发电系统的开发。在这样的太阳光发电系统中，将来自太阳电池的直流 功率通过功率调节器(power conditioner)变换成与系统相联的商用频率的交流功率，并 且将变换后的交流功率提供给连接到商用功率系统的家庭内负载，另一方面，在这样的交 流功率超过家庭内负载的消耗功率的情况下，有的将剩余功率倒流向系统侧。用于这样的太阳光发电系统的功率调节器，通常具有将利用太阳电池发电的直 流功率转换成交流功率的逆变器；以及用于与系统相联的保护装置。并且，在这样的功率调 节器中存在通过绝缘变压器将直流部和交流部电绝缘的绝缘型；以及不使用绝缘变压器 的非绝缘型。比较这两者，由于后者的非绝缘型与前者相比在功率转换效率上更优越，所以 被更多地采用。在日本公开专利文献(特开2002-10496号)公开了后者的例子。在图20中，表示具有非绝缘型的功率调节器的太阳光发电系统的结构例。该功率 调节器36与商用电源2相联运转。功率调节器36具有将来自太阳电池板1的发电输出 进行平滑的平滑电容器33 ；PWM控制的逆变器34 ；由电抗线圈(reactor)和电容器构成的 滤波器35 ；以及未图示的控制电路。在该功率调节器36中，由平滑电容器33将来自太阳电池板1的发电输出进行平 滑。逆变器34通过由反并联连接了二极管的4个M0SFET等组成的开关元件37 40构成。 并且，在功率调节器36中，以18kHz左右这样的高频对逆变器34内的开关元件37 40进 行开关控制(使其导通/截止(0N/0FF))，从而将由平滑电容器33平滑后的太阳电池板1 的发电输出变换成与商用功率系统同步的交流功率并输出。功率调节器36将这样变换后 的交流功率经由滤波器35提供给未图示的负载，或者倒流至系统侧。作为构成太阳电池板 1的太阳电池，在转换效率上优越的结晶型太阳电池为主流。但是，还越来越使用能够大幅降低作为原料的硅的用量并且生产工艺也简单且能 够大面积化的廉价的薄膜太阳电池。在由非晶硅构成的薄膜太阳电池中，已知若太阳电池 的负极侧变得比地电位还低，则会发生老化。为了防止在该薄膜太阳电池中的恶化，需要将薄膜太阳电池的负极侧设为地电 位。在通过绝缘变压器电绝缘直流部和交流部的绝缘型的功率调节器中，能够将作为直流 侧的太阳电池的负极侧设为地电位。但是，在功率转换效率上优越的如图20所示那样的非绝缘型的功率调节器36中， 由于直流侧和交流侧之间的基准电位的电平不同，所以存在不能将作为功率调节器36的 输入侧的太阳电池的负极侧设为地电位的课题。另一方面，在太阳电池以外的燃料电池和发电机等的直流电源中，也为了提高漏
4电等时的安全性，存在将直流电源的负极侧接地的要求，但在以往的非绝缘型的功率调节 器中，难以将直流电源的负极侧与交流输出的接地电位保持同一电位。

发明内容
因此，本发明的主要目的在于，提供一种能够将直流电源的负极侧与交流电源的 接地电位保持同一电位的非绝缘型的功率调节器和使用它的太阳光发电系统。(1)本发明的功率调节器，是配置在直流电源和商用电源之间，将来自所述直流电源的直流输入变换为与所 述商用电源系统相联的交流输出而输出的非绝缘型的功率调节器，其包括将所述直流输入的负极侧维持为与所述交流输出的接地电位等效或高的电位的 电路，所述电路包括第1电路，以作为系统频率的第1频率对来自所述直流电源的直流电压进行斩波， 从而生成第1方波电压串，所述第1方波电压串由电压电平相对于所述直流电源的负极侧 电位即第1基准电位在正侧变化的多个方波电压构成；第2电路，将所述第1方波电压串的电位设为第2基准电位，以比所述第1频率高 规定倍的第2频率对所述第1电路的输出进行斩波，从而生成第2方波电压串，所述第2方 波电压串由电压电平以比所述正侧的第1方波电压串低的电压、且相对于所述第2基准电 位在负侧变化的多个方波电压构成，并且，通过将所述第1、第2方波电压串相加而生成第3 方波电压串，所述第3方波电压串的电压相对于所述第1基准电位在其正负两侧交替地以 正弦波状地变化；以及第3电路，以由与所述正弦波电压之差分的正负对应的定时所决定的第3频率，对 所述第3方波电压串进行斩波并进行充放电，并以比所述第3频率还高的PWM频率对该充 放电输出进行PWM控制，以校正所述第3方波电压串与所述正弦波电压之差分，从而通过所 述第3方波电压串和所述PWM输出而生成相对于所述第1基准电位在正负两侧连续变化的 正弦波电压，并输出到负载侧。直流电源是指，太阳能电池、燃料电池、风力发电、发电机等的产生直流功率的电 源。与接地电位等效不仅包括将直流输入的负极侧直接接地的情况，还包括在电路上设为 与接地电位大致相等的电位而不直接接地的情况。这里，方波没必要是上升、下降波形完整的方波，还可以通过充放电而在上升、下 降波形中包含少量的钝化等。在正负两侧交替地以正弦波状地变化是指，正(一侧)侧的 方波电压与负(另一侧)侧的方波电压相对于基准电位，交替地以一定的周期出现的情况， 优选方波的周期与正弦波的周期一致。为得到与第3方波电压串之差分的正弦波电压，优 选成为功率变换的目标的正弦波电压、即正弦波电压的目标值(指令值)。根据本发明的功率调节器，由于具有将直流输入的负极侧维持与交流输出的接地 电位等效或高的电位的电路，所以在非绝缘型的功率调节器中，能够将直流电源的负极侧 维持与接地电位等效的电位，由此，能够将直流电源的负极侧大致相等于交流侧的接地电 位，所以能够提高漏电等时的安全性。进而，在直流电源为薄膜太阳电池的情况下，能够将 薄膜太阳电池的负极侧维持与接地电位等效或高的电位，所以能够防止老化。
此外，通过第1、第2电路，生成相对于作为第1基准电位的直流电源的负极侧电 位，在正负两侧交替地以正弦波状地变化的第3方波电压串，并根据该第3方波电压串，生 成相对于直流电源的负极侧电位，在正负两侧连续地变化的正弦波电压，所以能够使直流 侧的负极侧电位和交流侧的正弦波电压的零电位相同，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的 该功率调节器中，能够将直流电源的负极侧设为与接地电位等效的电位。进而，在第1 第3电路中的斩波频率、即开关元件的开关频率能够与在正弦波的 正或负的半个周期中生成多个方波电压串的以往的PWM控制的逆变器的开关频率相比非 常低，能够降低开关损耗并且可作为开关元件而选择导通损耗少的元件。进而，在第3电路中，对在正负两侧交替地变化的第3方波电压串和正弦波电压之 差分电压进行PWM控制，所以成为与以往的PWM控制的通过逆变器进行开关的电压相比低 电压的开关，能够降低开关损耗。因此，与以往的逆变器相比，能够提高功率转换效率。(2)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，直流侧即所述直流输入的负极侧接地。在本发明中，通过第1、第2电路，生成相对于作为第1基准电位的直流电源的负 极侧电位，在正负两侧交替地以正弦波状地变化的第3方波电压串，并根据该第3方波电压 串，生成相对于直流电源的负极侧电位，在正负两侧连续地变化的正弦波电压，所以能够将 直流侧的负极侧电位和交流侧的正弦波电压的零电位相同。其结果，如本实施方式那样，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的该功率调节器中， 能够将直流电源的负极侧接地。由此，能够提高漏电等时的安全性，并且在直流电源为薄膜 太阳电池的情况下，能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比地电位还低而老化。(3)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，所述商用电源具有被接地的布线，所述第1电路和所述第2电路以及所述第3电路配置在所述直流输入与所述商用 电源之间。作为具有被接地的布线的商用电源，有中性点接地的Y型三相商用电源，或者A 连接的三相商用电源、单相三线的商用电源、单相的商用电源中一个布线接地的商用电源寸。在该实施方式中，能够进行涉及具有被接地的布线的各种商用电源的运用。(4)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，所述商用电源是中性点接地的Y型三相商用电源，该功率调节器将来自所述直流电源的直流输入变换为与所述三相商用电源的各 相系统相联的三相交流功率，并将该三相交流功率作为所述交流输出而输出，通过将直流侧即所述直流电源的负极侧连接到交流侧即所述Y型三相商用电源 的中性点而接地。根据该实施方式，生成相对于直流电源的负极侧电位，在正负两侧交替地以正弦 波状地变化的第3方波电压串，并根据该第3方波电压串，生成相对于直流电源的负极侧电 位，在正负两侧连续地变化的正弦波电压，所以能够使直流侧即直流电源的负极侧电位和 交流侧即正弦波电压的零电位相同，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的该功率调节器中， 能够将直流侧即直流电源的负极侧接地。
由此，能够提高漏电等时的安全性。进而，在直流电源为薄膜太阳电池的情况下， 能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比地电位还低而老化。此外，若将直流电源的负极侧和Y型三相商用电源的中性点的双方都接地，则异 常接地(地絡)电流分为布线和地的双方流过，所以不能充分发挥异常接地检测功能。在 本实施方式中，由于不是将直流电源的负极侧直接接地，而是连接到Y型三相商用电源的 中性点，经由该中性点而间接地接地，所以充分地发挥异常接地检测功能，在操作者等接触 到直流输入的正极侧时，可进行检测异常接地电流而切断电路的保护动作，能够防止操作 者等的触电。另外，在本实施方式中，也可以包括检测漏电的漏电检测电路；以及在通过该漏 电检测电路检测出漏电时，切断漏电的切断电路。这样，由于不是将薄膜太阳电池的负极侧 直接接地，而是连接到三相商用电源的中性点，经由该中性点而间接地接地，所以充分地发 挥异常接地检测功能，在操作者等接触到薄膜太阳电池的正极侧时，检测漏电电流而通过 切断电路切断电路，能够防止操作者等的触电。(5)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，直流侧即所述直流输入的负极侧直接接地。在本发明中，生成相对于直流电源的负极侧电位，在正负两侧交替地以正弦波状 地变化的第3方波电压串，并根据该第3方波电压串，生成相对于直流电源的负极侧电位， 在正负两侧连续地变化的正弦波电压，所以能够使直流侧即直流电源的负极侧电位和交流 侧即正弦波电压的零电位相同。因此，如本实施方式那样，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的该功率调节器中，能 够将直流侧即直流电源的负极侧接地。由此，能够提高漏电等时的安全性。进而，在直流电 源为薄膜太阳电池的情况下，能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比地电位还低而老 化。此外，直流侧即直流电源的负极侧和商用电源的一个布线分别接地，所述负极侧 和被接地的所述布线可以不连接，所以即使起因于系统电压的失真等而在所述布线中产生 三次谐波等的高次谐波，在该功率调节器的内部电路中也不会流过高次谐波电流，所以能 够防止因高次谐波电流引起的内部电路的烧损等。(6)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，所述商用电源是中性点接地的Y型三相商用电源，该功率调节器将来自所述直流电源的直流输入变换为与所述Y型三相商用电源 的各相系统相联的三相交流功率，并将该三相交流功率作为所述交流输出而输出，所述第1电路和所述第2电路以及所述第3电路配置在所述直流输入与所述Y型 三相商用电源之间，直流侧即所述直流输入的负极侧是接地电位。根据该实施方式，生成相对于直流电源的负极侧电位，在正负两侧交替地以正弦波状地变化的第3方波电压串，并根据该第3方波电压串，生成相对于直流电源的负极侧电 位，在正负两侧连续地变化的正弦波电压，所以能够使直流侧即直流电源的负极侧电位和 交流侧即正弦波电压的零电位相同，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的该功率调节器中， 能够将直流侧即直流电源的负极侧接地。
由此，能够提高漏电等时的安全性。进而，在直流电源为薄膜太阳电池的情况下， 能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比地电位还低而老化。即使直流电源的负极侧不直接接地，负极侧的电位也与Y型三相商用电源的各相 平衡的中性点的电位大致相同，所以实质上与接地的情况相同。此外，可以将直流电源的负 极侧不直接接地，所以充分发挥异常接地检测功能。因此，在操作者等接触到直流输入的正 极侧时，可进行检测异常接地电流而切断电路的保护动作，能够防止操作者等的触电。此外，直流电源的负极侧和Y型三相商用电源的中性点也可以不连接，所以即使 在所述中性点中产生了三次谐波等的高次谐波，高次谐波电流也不会流过该功率调节器的 内部电路，所以能够防止因高次谐波电流引起的内部电路的烧损等。(7)在本发明的功率调节器的一个实施方式中，所述第1电路包括将两个第1、第2开关元件串联连接而成的第1开关电路，所述第1开关电路并联连接到在直流电源的正负两极之间连接的第1电容器，所述第1、第2开关元件以所述第1频率交替地导通/截止，所述第2电路包括第2电容器和第2开关电路的并联连接电路，所述并联连接电路的并联连接一侧连接到所述第1、第2开关元件的串联连接部 分，所述第2开关电路通过将两个第3、第4开关元件串联连接而成，所述第3、第4开关元件以所述第2频率交替地导通/截止，所述第3电路包括第3开关电路和第3电容器的并联连接电路，并且包括并联连 接到所述并联连接电路的第4开关电路，所述第3开关电路通过将两个第5、第6开关元件串联连接而成，所述第5、第6开关元件的串联连接部分连接到所述第3、第4开关元件的串联连 接部分，所述第5、第6开关元件以所述第3频率交替地导通/截止，所述第4开关电路通过将两个第7、第8开关元件串联连接而成，将所述第7、第8开关元件以比所述第3频率还高的PWM频率进行PWM控制。根据该实施方式，在第1电路中，生成相对于直流电源的负极侧电位即第1基准电 位在正侧变化的第1方波电压串，在第2电路中，生成相对于所述第1方波电压串的电位即 第2基准电位在负侧变化的第2方波电压串，并且，将第1、第2方波电压串相加，从而生成 相对于所述第1基准电位，以正弦波状地交替地在正负两侧变化的第3方波电压串，在第3 电路中，根据所述第3方波电压串，生成相对于所述第1基准电位在正负连续地变化的正弦 波电压，所以能够使作为直流侧的直流电源的负极侧电位和作为交流侧的正弦波电压的零 电压相同，在不使用绝缘变压器的非绝缘型的该功率调节器中，能够将直流电源的负极侧 接地。(8)在本发明太阳光发电系统，包括本发明的功率调节器中的上述实施方式(2)；以及作为所述直流电源的薄膜太阳电池。根据本发明的一个实施方式的发电系统，在非绝缘型的功率调节器中，由于能够 将直流侧即薄膜太阳电池的负极侧接地，所以能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比接地电位低而老化。此外，由于能够与以往例子的功率调节器相比，提高功率调节器的功率转换效率， 所以能够提高发电系统的效率。根据本实施方式，在非绝缘型的功率调节器中，能够将直流电源的负极侧维持与 接地电位等效的电位，由此，能够将直流电源的负极侧与交流侧的接地电位大致相等，所以 能够提高漏电等时的安全性。进而，在直流电源为薄膜太阳电池的情况下，能够将薄膜太阳 电池的负极侧维持与接地电位等效或高的电位，从而防止老化。此外，根据本实施方式，能够提高在漏电时等的安全性，并且在直流电源为薄膜太 阳电池的情况下，能够防止薄膜太阳电池的负极侧电位变得比接地电位低而老化。


如果理解之后说明的实施方式则会清楚本发明除此以外的目的，在所附的权利要 求中也明示。并且，未在本说明书中触及的很多的利益，如果实施该发明，则会使本领域技 术人员想到。图1是本发明的实施方式的太阳光发电系统的结构图。图2(A) 图2(D)是用于图1的功率调节器的动作说明的图。图3(A) 图3(B)是用于说明图1的第1斩波(chopper)电路的动作原理的图。图4(A) 图4(D)是用于说明图1的第2斩波电路的动作原理的图。图5是用于说明图1的第3斩波电路的动作原理的图。图6(A) 图6(B)是表示图5的各个部分的电压波形的图。图7(A) 图7(C)是表示输入电压为800V时的各个部分的电压的图。图8(A) 图8(C)是表示输入电压为520V时的各个部分的电压的图。图9(A) 图9(F)是表示图1的各个部分的波形的图。图10是单相3线时的结构图。图11是三相3线时的结构图。图12是三相4线时的结构图。图13是表示本实施方式和以往方式的特性的图。图14是图13的以往方式的结构图。图15用于说明操作员的触电的图。图16是用于说明将太阳电池的负极侧和商用电源的中性点共同接地时的电流的 流向的图。图17是本发明的其它实施方式的结构图。图18是本发明的进一步其它实施方式的结构图。图19是本发明的其他实施方式的结构图。图20是以往例子的结构图。
具体实施例方式图1是本发明的一个实施方式中的太阳光发电系统的结构图，表示单相2线时的 结构。该实施方式的太阳光发电系统具有太阳电池板1 ；以及将来自太阳电池板1的直流功率转换为交流功率，与商用电源相联运转的功率调节器3。太阳电池板1其构成为，将多个太阳电池模块串联或并联连接，获得所需要的发 电功率。该实施方式的太阳电池板1由非晶硅制成的薄膜太阳电池构成。该实施方式的功 率调节器3是不具有绝缘变压器的非绝缘型无变压器的功率调节器。该功率调节器3具有 作为平滑电容器的第1电容器4 ；第1 第3斩波电路5 7 ；噪声滤波器8 ；以及测量各个 部分的电压等来控制各个斩波电路5 7的控制电路9。第1 第3斩波电路5 7以及 控制电路9构成与太阳电池板1级联(cascade)连接的斩波变换器。太阳电池板1的负极 侧接地。在图1中所示的(a)点是地(ground)，该地的电压为0。(b)点是太阳电池板1的 正极侧。在太阳电池板1的正负两极间，并联连接第1电容器4。第1斩波电路5并联连接到第1电容器4。第1斩波电路5包含串联连接的第1 开关元件、第2开关元件10、11两个开关元件。在第1开关元件、第2开关元件10、11上， 分别反并联连接二极管。第1斩波电路5由第1开关元件、第2开关元件10、11这两个开 关元件构成第1开关电路。在第1斩波电路5中，第1开关元件、第2开关元件10、11，根据来自控制电路9 的栅极信号，以与系统频率、例如50Hz相同的第1频率f1;交替地被进行导通/截止控制。 这些第1开关元件、第2开关元件10、11，与第2斩波电路、第3斩波电路6、7的开关元件 12 17同样，例如以N沟道MOSFET构成。另外，开关元件不限于M0SFET，也可以是IGBT、 晶体管等其它开关元件。
第2斩波电路6包含第2电容器18 ；以及将反并联连接了二极管的第3开关元 件、第4开关元件12、13两个开关元件串联连接而成的第2开关电路。第2电容器18和第 2开关电路相互并联连接。第3开关元件、第4开关元件12、13，根据来自控制电路9的栅 极信号，以第1频率的2倍的频率即第2频率f2，例如100Hz，被交替地进行导通/截止 控制。在该第2斩波电路6中，第2电容器18和第2开关电路的并联连接一端侧，连接 到在第1斩波电路5中、第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部。在图1中，由 (c)表示该连接点。在图1中，(c)、(d)相当于第2电容器18的两电容器电极侧。第3斩波电路7包括将反并联连接了二极管的第5开关元件、第6开关元件14、 15两个开关元件串联连接而成的第3开关电路；第3电容器19 ；以及将反并联连接了二极 管的第7开关元件、第8开关元件16、17两个开关元件串联连接而成的第4开关电路。在 第3斩波电路7中，这些第3开关电路、第3电容器19以及第4开关电路相互并联连接。在 图1中，分别用(f)、(g)表示这些电路的并联连接一端侧和另一端侧。第3电容器19的两 电容器电极侧相当于该(f)、(g)。第5开关元件、第6开关元件14、15根据来自控制电路9的栅极信号，以第1频率 f的3倍的频率即第3频率f3，例如150Hz，被交替地进行导通/截止控制。第7开关元件、 第8开关元件16、17，根据来自控制电路9的栅极信号，以高频率f4例如18kHz被进行PWM 控制。第3斩波电路7的第5开关元件、第6开关元件14、15的串联连接部连接到第2斩 波电路6的第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接部。在图1中，用(e)表示该连 接点。另外，在第3斩波电路7的第7开关元件、第8开关元件16、17的串联连接部上，连接由电抗线圈20和第4电容器21构成的噪声滤波器8。在图1中，用(h)表示该连接点。 在该噪声滤波器8上连接有未图示的负载以及商用电源2。控制电路9经由未图示的差动放大电路等测量系统电压Vs以及系统电流Is，与以 往同样地，计算与商用电源2的系统频率同步的正弦波状的目标电压的指令值V*，并且经由 未图示的差动放大电路等，测量第1 第3电容器4、18、19的两端的电压Vdl、Vd2、Vd3，生 成用于控制各个斩波电路5 7的栅极信号。所述电压Vdl是以作为地的(a)点电压为基准，在(b)点出现的太阳电池板1的 直流输出电压。电压Vd2是在以第2斩波电路6的第2电容器18的一个电容器电极点(d) 为基准的、另一个电容器电极点(c)的充电电压。电压Vd3是在以第3斩波电路7的第3 电容器19的一个电容器电极点(f)为基准的、另一个电容器电极点(g)的充电电压。图2是用于说明该实施方式的各个斩波电路5 7的动作的概略的图，图2㈧是 图1的主要部分的结构图，图2(B) (D)分别表示图2(A)中的电压V1、V2、V3，在图2(B)、 图2 (C)中，以细实线表示与上述的系统同步的正弦波状的目标电压的指令值V*的波形。
所述电压Vl是以作为地的(a)点的电位为第1基准电位的第1斩波电路5的第1 开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压。电压V2是以所述(c)点的 电位为第2基准电位的第2斩波电路6的第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接 部即(e)点的电压。电压V3是以作为第3斩波电路7的第5开关元件、第6开关元件14、 15的串联连接部的(e)点为基准的第7开关元件、第8开关元件16、17的串联连接部即(h) 点的电压。在第1斩波电路5中，在与商用电源2的系统频率相同的50Hz的情况下，以与系 统频率相同的50Hz的第1频率，对第1开关元件、第2开关元件10、11交替地进行导通 /截止控制。由此，第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压VI， 如图2(B)所示，为由在正侧上升的多个方波电压构成的第1方波电压串。该电压Vl的方 波的电压电平为太阳电池板1的正极侧直流输出电压Vdl。在第2斩波电路6中，以作为第1频率的2倍的频率的IOOHz的第2频率f2， 对第3开关元件、第4开关元件12、13交替地进行导通/截止控制。由此，如图2(C)所示， 作为第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接部的(e)点的电压V2成为以第1开关 元件、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点为第2基准，由在负侧下降的多个方波电 压构成的第2方波电压串。该电压V2的方波的电压电平被控制成为直流输出电压Vdl的 1/2。该第2斩波电路6的第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点 的电压V2，在以作为地的(a)点为基准的情况下，即以第1基准电位为基准的情况下，如后 述的图4(D)所示，为将(a)-(c)点间的电压Vl和(c)-(e)点间的电压V2合计得到的、与 正负交替变化的正弦波状对应的阶梯状波形的电压V1+V2。该阶梯状的电压V1+V2与在图 4(D)以细实线所示的上述正弦波状的目标电压的指令值V*同步，正负交替变化。在第3斩波电路7中，以第1频率的3倍的频率即150Hz的第3频率f3对第5 开关元件、第6开关元件14、15交替进行导通/截止控制，并且以18kHz的频率f4对第7开 关元件、第8开关元件16、17进行PWM控制，以补偿该阶梯状波形的电压V1+V2和正弦波状 的目标电压的指令值圹的差电压。
由此，图2(A)的第3斩波电路7的第7开关元件、第8开关元件16、17的串联连 接部即(h)点的电压V3，在以第5开关元件、第6开关元件14、15的串联连接部即(e)点为 基准，以PWM的平均值表示时，如图2 (D)所示，成为与阶梯状波形的电压V1+V2和正弦波状 的目标电压的指令值圹的差电压对应的电压。因此，第3斩波电路6的第7开关元件、第8开关元件16、17的串联连接部即(h) 点的电压V3，在以作为地的(a)点的第1基准电位为基准的情况下，成为对应于与商用电源 2同步的目标电压的指令值V*的正弦波状的电压。以下，进一步详细说明第1 第3斩波电路5 7的动作原理。图3是用于说明 第1斩波电路5的动作原理的图，图3㈧表示太阳电池板1、第1电容器4以及第1斩波电 路5，图3(B)表示(a)-(c)间电压VI。特别地，在图3(B)中，以细实线表示正弦波状的目 标电压的指令值圹。太阳电池板1的正极侧即(b)点，出现以作为地的(a)点的电位为第1基准电位， 由第1电容器4平滑后的太阳电池板1的直流输出电压Vdl。在第1斩波电路5中，直流输出电压Vdl，通过以50Hz的第1频率f i被交替进行 导通/截止控制的第1开关元件、第2开关元件10、11，被进行斩波。在第1开关元件10导 通、第2开关元件11截止时，在第1斩波电路5的第1开关元件、第2开关元件10、11的串 联连接部即(c)点出现(b)点电压即第1电容器4的充电电压Vdl。在第1开关元件10截止、第2开关元件11导通时，在第1斩波电路5的第1开关 元件、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点出现(a)点的地电压。因此，如上述那样，第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的 电压VI，如图3(B)所示，为由以地电位为第1基准电位在正侧上升的多个方波电压构成的 第1方波电压串。该电压Vl是以太阳电池板1的负极侧即(a)点为基准的第1开关元件、 第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压，方波的电压电平为太阳电池板1的直 流输出电压Vdl例如800V。在该第1斩波电路5中，生成相位与系统的电压一致的方波电压串，所以能够输出 有效功率。图4是用于说明第2斩波电路6的动作原理的图，图4㈧表示第1斩波电路5以 及第2斩波电路6，图4(B)表示电压VI，图4(C)表示电压V2，图4(D)表示电压V1+V2，图 4(B) 图4(D)用细实线一起表示正弦波状的目标电压的指令值V*。在第2斩波电路6中，图4(B)所示的(c)点的电压VI，通过以IOOHz的第2频率f2被交替进行导通/截止控制的第3开关元件、第4开关元件12、13，被进行斩波。在第3 开关元件12导通、第4开关元件13截止时，作为第3开关元件、第4开关元件12、13的串 联连接部的(e)点，与作为第1斩波电路5的第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连 接部的(c)点为相同电位，在第3开关元件12截止、第4开关元件13导通时，作为第3开 关元件、第4开关元件12、13的串联连接部的(e)点的电位与(c)点的电位相比更加为负。 因此，作为第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接部的(e)点的电压V2，如上述那 样，以作为第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部的(c)点的电位为第2基准电 位，如图4(C)所示，成为由在负侧下降的多个方波电压构成的第2方波电压串。另外，在第1斩波电路5的第1开关元件10导通、第2开关元件11截止时，通过第2斩波电路6的第3开关元件12截止、第4开关元件3导通，第2电容器18被充电。另 夕卜，在第1斩波电路5的第1开关元件10截止、第2开关元件11导通时，通过第2斩波电 路6的第3开关元件12截止、第4开关元件13导通，第2电容器18的充电电荷经由那些 导通的开关元件11、13放电。这样，如图4(C)所示，第2电容器18交替地重复在充电期间 Tl的充电和在放电期间T2的放电，生成以(c)点的第2基准电位为基准，在负侧下降的方 波电压。该方波电压电平Vd2为太阳电池板1的直流输出电压Vdl的1/2 (Vd2 = -Vdl/2)， 例如400V。所述电压V2是以作为第1开关元件、第2开关元件10、11的串联连接部的(c)点 为基准的、作为第3开关元件、第4开关元件12、13的串联连接部的(e)点的电压。因此， 在第2斩波电路6中，以作为地即太阳电池板1的负极侧的(a)点的电位为第1基准电压， 在(e)点出现将图4(B)的(a)-(c)点间电压Vl和图4(C)的(c)-(e)点间电压V2合计得 到的、图4(D)所示的与正弦波状的目标电压的指令值V*的变化对应地正负交替变化的阶 梯状波形的电压V1+V2。在该第2斩波电路6中，由于生成在负侧下降的方波电压串，所以 能够除去偶数次的高次谐波，并能够以相等的功率反复充电和放电，所以原理性的有效功 率为零。另外，充放电通过后述的图9(C)的系统电流Is流过第2电容器18而进行。在图 9(C)的系统电流Is为正时，在图4(C)的Tl的期间，第2电容器18以正弦波电流充电。因 此，在实际的动作中，在Tl期间，V2逐渐减少。同样地，在图9(C)的系统电流Is为负时， 在图4(C)的T2期间，第2电容器18以正弦波电流放电。因此，在实际的动作中，在T2期 间，V2逐渐增加。图5是用于说明第3斩波电路7的动作原理的图，图6 (A)表示所述阶梯状波形 的电压V1+V2的图，图6(B)表示以作为第5开关元件、第6开关元件14、15的串联连接部 (e)点为基准，以PWM的平均值表示作为第7开关元件、第8开关元件16、17的串联连接部 的(h)点的电压V3的图，图6(A)用细实线一起表示正弦波状的目标电压的指令值V*。第5开关元件、第6开关元件14、15在与图6(A)所示的(e)点的阶梯状波形的电 压V1+V2和正弦波状的目标电压的指令值V*的差电压的正负对应的定时，被进行导通/截 止控制。其结果，上述电压V1+V2在该导通/截止控制的定时，对第3电容器19充放电。换而言之，在电压V1+V2>E弦波状的目标电压的指令值V*的关系式成立时，差 电压为正，第5开关元件14被控制为导通、第6开关元件15被控制为截止的结果，电压 V1+V2被充电到第3电容器19。另一方面，在电压V1+V2<E弦波状的目标电压的指令值V*的关系式成立时，差 电压为负，第5开关元件14被控制为截止、第6开关元件15被控制为导通的结果，对第3 电容器19充电了的电压被放电。上述差电压的大小关系的周期，为作为第3频率f3的150Hz，结果，第5开关元件、 第6开关元件14、15以该第3频率f3被交替进行导通/截止控制。进而，在第3斩波电路7中，以校正电压V1+V2和正弦波状的目标电压的指令值N*之间的差电压的占空比，以比第1频率高数百倍的频率即18kHz的第4频率f4对第7开 关元件、第8开关元件16、17进行PWM控制。由此，在第7开关元件、第8开关元件16、17 的串联连接部即(h)点，如图6(B)所示，出现与阶梯状波形的电压V+V2和正弦波状的目标电压的指令值f之间的差电压对应的电压V3。该电压V3表示PWM的平均值，该电压V3是 以作为第5开关元件、第6开关元件14、15的串联连接部的(e)点为基准的、作为第7开关 元件、第8开关元件16、17的串联连接部的(h)点的电压。因此，在第3斩波电路7中，以作为地即太阳电池板1的负极侧的(a)点的第1基 准电位为基准，在作为第7开关元件、第8开关元件的16、17的串联连接部的(h)点，出现 将图6(A)所示的(a)-(e)点间电压V1+V2和图6 (B)所示的(e)-(h)点间电压V3合计得 到的、与图6(A)的细实线所示的功率系统频率的变化同相的正弦波状的目标电压的指令
值V*。在该第3斩波电路7中，以系统频率的3倍的频率进行斩波，并且去除与正弦波电 压之间的差分，所以能够抑制第3次以上的高次谐波。接着，进一步详细说明图1的控制电路9进行的各个斩波电路5 7的斩波控制。 控制电路9通过对第1斩波电路5的第1开关元件、第2开关元件10、11的栅极信号，控制 上述图3(B)的在正侧上升的多个方波电压的脉冲宽度。 即，进行控制以使第1斩波电路5 的输出电压的基本波分量与系统电源的基本波电压一致，方波电压的脉冲宽度δ，例如控 制为以下式算出的值。6=sin"' { ( Λ/_2πΥ) / ( 2Vdl ) }这里，V是系统电源的电压Vs的有效值。将该脉冲宽度δ调整Δ δ i时，能够增减基本波电压，所以对测量出的上述电压 Vd3和该目标值Vd3*的误差乘以系数，计算该Δ δ10控制电路9通过对第2斩波电路6的第3开关元件、第4开关元件12、13的栅极信 号进行控制，使得上述图4(C)所示的电压Vd2成为第1斩波电路5的电压Vdl的1/2。即， 第2斩波电路6的第3开关元件、第4开关元件通过栅极信号被进行导通/截止控制时，如 上述那样，第2电容器18反复进行充电和放电，生成图4(C)所示的在负侧下降的多个方波 电压串，但是充电期间Tl、即与充电对应的方波的脉冲宽度，与从第1斩波电路5输出的方 波的脉冲宽度相同，放电期间T2、即与放电对应的方波的脉冲宽度，是将与充电对应的方波 的脉冲宽度微调了 Δ δ 2的脉冲宽度。对测量出的电压Vd2和作为目标的电压Vd2*之间的误差乘以系数值来计算该 Δδ2。使作为该目标的电压Vd2*为测量出的电压Vdl的1/2的电压。控制电路9根据太 阳电池板1的发电输出的变动如上述那样控制方波电压的脉冲宽度。图7以及图8表示来自太阳电池板1的输入电压Vdl变动时的正侧以及负侧的方 波电压V1、V2的仿真波形。图7表示输入电压Vdl为800V的情况，图8表示输入电压Vdl 为520V的情况。图7(A)、图8㈧表示正弦波状的目标电压的指令值圹。图7(B)、图8(B)表示第 1斩波电路5的正侧的电压VI。图7(C)、图8(C)表示第2斩波电路6的负侧的电压V2。可知输入电压Vdl变低时，图8⑶所示的正侧的方波以及图8(C)所示的负侧的 方波的任意一个脉冲宽度都控制得比图7宽。另外，控制电路9在对应于上述图6(A)所示的阶梯波状的电压V1+V2和正弦波状 的目标电压的指令值圹之间的差电压的正负的定时，对第3斩波电路7的第5开关元件、 第6开关元件14、15交替进行导通/截止控制，进而，以校正所述差电压的占空比，以高频率对第7开关元件、第8开关元件16、17进行PWM控制，如上述那样，生成目标电压的指令 值圹的正弦波电压。图9是表示图1的各个部分的仿真波形，都以地为基准。图9(A)是系统电压Vs， 图9 (B)是第3斩波电路7的输出电压V，图9(C)是系统电流Is，图9(D)是电压Vl以及 V2 (虚线)，图9 (E)是电压V3，图9 (F)是电压Vd2以及Vd3 (虚线)。在该实施方式中，通过第2斩波电路6，将太阳电池板1的负极侧作为基准电位而 产生负侧电压，且来自太阳电池面板1的直流和转换之后的交流的基准电位相同，所以能 够将太阳电池板1的负极侧设为地电位，在转换效率上优越的非绝缘型的功率调节器中， 能够将薄膜太阳电池的负极侧设为地电位，能够防止由非晶硅构成的薄膜太阳电池的恶 化。此外，在本实施方式中，如上所述那样，第1斩波电路5的第1开关元件、第2开关 元件10、11，例如以50Hz的第1频率对800V的电压进行开关(switching)，第2斩波电 路6的第3开关元件、第4开关元件12、13例如以IOOHz的第2频率f2对400V的电压进 行开关，第3斩波电路7的第5开关元件、第6开关元件14、15例如以150Hz的第3频率f3 对260V的电压进行开关。即，这些开关元件10 15与以往的功率调节器的PWM控制的逆 变器的PWM频率相比，以相当低的频率进行开关。另外，第3斩波电路7的第7开关元件、第8开关元件16、17，以18kHz的高频率对 阶梯波状的电压V1+V2和正弦波状的目标电压的指令值V*的差电压即260V左右的电压进 行PWM控制。即与以往的功率调节器的PWM控制的逆变器相比，第7开关元件、第8开关元 件16、17对低电压进行开关。像这样，与以往的PWM控制相比，第1 第3斩波电路5 7的第1 第6开关元 件10 15以相当低的频率进行开关，所以能够降低开关损耗，并且能够选择导通损耗低的 开关元件和廉价的开关元件，另一方面，与以往的PWM控制相比，第3斩波电路7的第7开 关元件、第8开关元件16、17对低电压进行开关，所以能够降低开关损耗。由此，与以往例 的非绝缘型的功率调节器相比，能够提高功率调节器3的功率转换效率。在上述实施方式中，虽应用于单相2线的情况进行了说明，但是作为本发明的其 它实施方式，可应用于如图10所示的单相3线、图11所示的△型三相3线，或者图12所 示的Y型三相4线。在该图12中，在太阳电池板1和中性点2a接地的Y型三相的商用电 源2的各相之间，分别设置了上述的第1 第3斩波电路5 7以及噪声滤波器8。图13是将图15所示的三相4线时的本实施方式、和图14所示的以往方式的特性 进行比较表示的图，横轴表示输出功率(W)，纵轴表示效率(％ )。在该图中，实线表示本实 施方式的特性，粗实线表示将SJ(super junction ；超级结)MOSFET作为开关元件使用时的 特性，细实线表示将IGBT作为开关元件使用时的特性，虚线表示以往方式的特性。另外，该图13表示系统线间电压400V、输入电压570V的情况。另外，以往方式的 装置如图14所示那样，是具有电抗线圈28、二极管29、升压电路32、平滑电容器41以及PWM 控制的逆变器42的、非绝缘型的功率调节器。升压电路32包含IGBT 30和开关31。如图 13所示，可知在本实施方式中，与以往方式相比，效率提高了。在上述的各个实施方式中，由于将直流侧、即作为太阳电池板1的负极侧的a点接 地，所以例如图15所示那样，操作员50等接触到作为直流的正极侧的b点，则会触电。
在非绝缘型的功率调节器中，具有检测异常接地而切断电路来保护的异常接地检 测功能。但是，若将直流侧即太阳电池板1的负极侧a和交流侧即三相商用电源2的中性 点2a共同接地，则如图16所示那样，异常接地电流如实线的箭头A所示那样流过布线，另 一方面，如虚线的箭头B所示那样分支而流到地。因此，不能充分发挥用于检测流过布线的 异常接地电流的异常接地检测功能，不能对操作员触电进行保护。因此，此时，需要例如在太阳电池板1的负极侧的接地部分设置熔丝(fuse)的、用 绝缘部件来覆盖保护，以使操作员不能不经意地接触到正极侧。图17表示本发明的其他实施方式，对于对应于上述的图12的部分赋予相同的参 考标号。在该实施方式中，不将直流侧即太阳电池板1的负极侧(a)直接接地，而是将负极 侧连接到交流侧即Y型三相商用电源2的中性点2a，从而间接地接地。根据本实施方式，由于不将太阳电池板1的负极侧直接接地，所以若操作员50接 触到直流侧的正极侧b，则能够通过异常接地检测功能而保护操作者50。即，若操作员50 接触到直流侧的正极侧b，则通过作为漏电检测电路的零相变流器ZCT51检测用虚线的箭 头C表示的异常接地电流，上述的控制电路9基于ZCT51的检测输出，将作为切断电路的继 电器52开路而切断电路，并且停止功率转换动作。此外，太阳电池板1的负极侧(a)经由 交流侧即三相商用电源2的中性点2a而接地，所以能够防止薄膜太阳电池的恶化。图18表示本发明的其他实施方式，对于对应于上述的图12的部分赋予相同的参 考标号。如上述的图16所示那样，将直流侧即太阳电池板1的负极侧和交流侧即三相商用 电源2的中性点2a共同接地，则因系统侧的电压的失真等而在中性点2a中产生了高次谐 波的情况下，高次谐波电流如虚线的箭头B所示那样对地流过，并且如实线的箭头A所示那 样，流过功率调节器的内部，存在烧损内部电路的顾虑。因此，在本实施方式中，如图18所示那样，将直流侧即太阳电池板1的负极侧(a) 和交流侧即三相商用电源2的中性点2a分别接地，并且不连接两者。这样，高次谐波电流 如虚线的箭头D所示那样对地流过，不会烧损功率调节器的内部电路。图19表示本发明的其他实施方式，对于对应于上述的图12的部分赋予相同的参 考标号。在该实施方式中，没有将直流侧即太阳电池板1的负极侧(a)接地。由于即使没 有接地，太阳电池板1的负极侧(a)也与商用电源2的三相平衡的中性点2a的电压大致相 等，所以大致成为地电位。根据该实施方式，由于没有将直流侧即太阳电池板1的负极侧(a)接地，所以若操 作员50接触到直流侧的正极侧b，则能够通过零相变流器ZCT51检测异常接地电流，控制电 路9基于ZCT51的检测输出，将继电器52开路而切断电路，并且停止功率转换动作。S卩，能 够通过异常接地检测功能来保护操作员。此外，太阳电池板1的负极侧的电位成为与三相 平衡的中性点2a的电位即地大致相同的电位，所以能够防止由构成太阳电池板1的非晶硅 而成的薄膜太阳电池的恶化。此外，由于没有连接太阳电池板1的负极侧(a)和商用电源 2的中性点2a，所以高次谐波电流不会流过功率调节器的内部电路，不会烧损内部电路。在上述的各个实施方式中，作为直流电源而应用太阳电池来进行了说明，但本发 明还能够应用于太阳电池以外的燃料电池和其他的直流电源中。用其最佳的具体例详细地说明了该发明，但是，关于该优选的实施方式的部件的 组合和排列，不违反所请求的本发明的精神和范围而能够进行各种变更。
权利要求
一种功率调节器，是配置在直流电源和商用电源之间，将来自所述直流电源的直流输入变换为与所述商用电源系统相联的交流输出而输出的非绝缘型的功率调节器，其包括将所述直流输入的负极侧维持为与所述交流输出的接地电位等效或高的电位的电路，所述电路包括第1电路，以作为系统频率的第1频率对来自所述直流电源的直流电压进行斩波，从而生成第1方波电压串，所述第1方波电压串由电压电平相对于所述直流电源的负极侧电位即第1基准电位在正侧变化的多个方波电压构成；第2电路，将所述第1方波电压串的电位设为第2基准电位，以比所述第1频率高规定倍的第2频率对所述第1电路的输出进行斩波，从而生成第2方波电压串，所述第2方波电压串由电压电平比所述正侧的第1方波电压串低的电压、且相对于所述第2基准电位在负侧变化的多个方波电压构成，并且，通过将所述第1、第2方波电压串相加而生成第3方波电压串，所述第3方波电压串的电压相对于所述第1基准电位在其正负两侧交替地以正弦波状地变化；以及第3电路，以由与所述正弦波电压之差分的正负对应的定时所决定的第3频率，对所述第3方波电压串进行斩波并进行充放电，并以比所述第3频率还高的PWM频率对该充放电输出进行PWM控制，以校正所述第3方波电压串与所述正弦波电压之差分，从而通过所述第3方波电压串和所述PWM输出而生成相对于所述第1基准电位在正负两侧连续变化的正弦波电压，并输出到负载侧。
2.如权利要求1所述的功率调节器，其中 直流侧即所述直流输入的负极侧接地。
3.如权利要求1所述的功率调节器，其中 所述商用电源具有被接地的布线，所述第1电路和所述第2电路以及所述第3电路配置在所述直流输入与所述商用电源 之间。
4.如权利要求3所述的功率调节器，其中所述商用电源是中性点接地的Y型三相商用电源，该功率调节器将来自所述直流电源的直流输入变换为与所述三相商用电源的各相系 统相联的三相交流功率，并将该三相交流功率作为所述交流输出而输出，通过将直流侧即所述直流电源的负极侧连接到交流侧即所述Y型三相商用电源的中 性点而接地。
5.如权利要求3所述的功率调节器，其中 直流侧即所述直流输入的负极侧直接接地。
6.如权利要求1所述的功率调节器，其中所述商用电源是中性点接地的Y型三相商用电源，该功率调节器将来自所述直流电源的直流输入变换为与所述Y型三相商用电源的各 相系统相联的三相交流功率，并将该三相交流功率作为所述交流输出而输出，所述第1电路和所述第2电路以及所述第3电路配置在所述直流输入与所述Y型三相 商用电源之间，直流侧即所述直流输入的负极侧是接地电位。
7.如权利要求1所述的功率调节器，其中所述第1电路包括将两个第1、第2开关元件串联连接而成的第1开关电路，所述第1开关电路与在直流电源的正负两极之间连接的第1电容器并联连接，所述第1、第2开关元件以所述第1频率交替地导通/截止，所述第2电路包括第2电容器和第2开关电路的并联连接电路，所述并联连接电路的并联连接一侧连接到所述第1、第2开关元件的串联连接部分，所述第2开关电路通过将两个第3、第4开关元件串联连接而成，所述第3、第4开关元件以所述第2频率交替地导通/截止，所述第3电路包括第3开关电路和第3电容器的并联连接电路，并且包括并联连接到 所述并联连接电路的第4开关电路，所述第3开关电路通过将两个第5、第6开关元件串联连接而成，所述第5、第6开关元件的串联连接部分连接到所述第3、第4开关元件的串联连接部分，所述第5、第6开关元件以所述第3频率交替地导通/截止，所述第4开关电路通过将两个第7、第8开关元件串联连接而成，将所述第7、第8开关元件以比所述第3频率还高的PWM频率进行PWM控制。
8.一种太阳光发电系统，包括权利要求2所述的功率调节器；以及 作为所述直流电源的薄膜太阳电池。
全文摘要
本发明提供一种功率调节器和太阳光发电系统。第1电路从直流电压生成第1方波电压串，该第1方波电压串的电压电平相对于直流电源的负极侧电位即第1基准电位在正侧变化。第2电路生成第2方波电压串，该第2方波电压串的电压电平是以低于正侧的第1方波电压串的电压，且相对于第2基准电位在负侧变化，并且，通过将第1、第2方波电压串相加而形成第3方波电压串，该第3方波电压串的电压相对于第1基准电位在其正负两侧交替地以正弦波状地变化。第3电路将第3方波电压串充放电，并且将该充放电输出进行PWM控制以校正第3方波电压串与正弦波电压之差分，从而由第3方波电压串与PWM输出生成相对于第1基准电位在正负两侧连续地变化的正弦波电压，并输出到负载侧。
文档编号H02M7/537GK101834543SQ20101012615
公开日2010年9月15日 申请日期2010年2月25日 优先权日2009年3月13日
发明者坪田康弘, 沟上恭生, 藤田英明, 马渕雅夫 申请人:欧姆龙株式会社;国立大学法人东京工业大学