专利名称：Dc/ac并网逆变电路及功率因数调节方法
技术领域：
本发明涉及一种并网逆变电路及控制方法，尤其是一种高转换效率、低谐波失真度的，同时可进行功率因数调节的DC/AC并网逆变电路及调节方法。
背景技术：
在并网逆变电路的作用是将直流电压变换成正弦交流电，并实现并网供给用电设备使用。高效率、低谐波失真度是该项技术的关键指标；在并网发电时，也需要根据电力调度指令调整功率因数。目前存在的并网逆变器技术多采用四管全桥电路结构，如图2所示，采用双极性调制方式或单极性调制方式。双极性调制电路中，四个开关管(虚线框中所示)都以较高开关频率工作，开关管的损耗较大，影响效率，并且存在较大的开关噪声和电流纹波幅值。单极性调制电路中，逆变产生的共模电压幅值变化较大，由此产生的共模电流随着开关频率的增加线性增大，谐波失真较严重。。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种DC/AC并网逆变电路，在功率因数为1的工作条件时，仅使用一颗高频开关管实现调制，有效降低了高频开关损耗、 提高了转换效率；在功率因数不为1的工作条件时，仅有两颗高频开关管工作，能够同时实现逆变、并网及功率因数控制，是具有很强过载能力的并网逆变电路，能广泛用于风力、太阳能并网逆变器、微网逆变器等并网电源和逆变器电源技术应用领域，同时能满足功率因数调节的要求。本发明采用的技术方案为一种DC/AC并网逆变电路，包括增强型降压斩波电路、 可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM 控制电路。在需要功率因数调节时若逆变器输出有功功率，增强型降压斩波电路只有一个功率开关处于SPWM调制状态，另外一个功率开关处于常开状态；若逆变器进行无功功率调节，两个功率开关均处于开关状态。所述的增强型降压斩波电路包括功率开关Ql (M0SFET或IGBT)、功率开关Q2 (MOSFET或IGBT)，二极管Dl、二极管D2，电感Ll和电容Cl，功率开关Ql漏极(或集电极)与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极(或发射极)与电感Ll 一端和二极管Dl阴极相接，功率开关管Q2漏极(或集电极)与二极管D2阳极、电容Cl的一端、换相电路中单向可控硅S2、S4的阴极相接，其源极(或发射极)与二极管Dl的阳极、直流电源负极相接，电感Ll 的一端与Ql的源极(或发射极)、二极管Dl阴极相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和Cl的一端相接。所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S 1^4，可控硅Sl与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅Sl与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。可控硅Sl与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端， 接向单相电网或交流负载。可控硅Sl与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅 S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。所述功率开关Ql、功率开关Q2为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT，功率开关Ql采用SPWM控制。所述可控硅S1 S4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。所述的功率因数调节，当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只有功率开关Ql处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关Q2处于常开状态，在Ql关断时，与二极管D1、电感Ll构成续流回路。所述的功率因数调节，当逆变器进行无功功率调节时，QU Q2需同时进行开关，当 Ql、Q2同时关断时，D2、C2、DULl与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。本发明的增强型降压斩波电路完成正弦半波调制和功率因数调节。电路中开关管 Ql采用SPWM控制见图4，将直流母线C2的直流电能转换为正弦半波；通过调整两组可控硅整理器的导通时间，把正弦半波转成正弦全波；通过调整Q2的导通方式，实现功率因数调节功能。本发明的优点是
整个电路中只有增强型降压斩波电路中的两个高频开关管，且其中一个大部分时间工作在导通模式下，所以开关管的开关损耗很小，逆变效率得到极大提升；
可控硅换相电路中采用的四个工频可控硅过载能力强，大大增强系统稳定性，器件开关损耗和导通损耗小，提高了系统效率，器件成本低，能够大幅的降低系统的成本，有利于新能源并网逆变器的推广普及；
可控硅换相电路中，逆变产生的共模电压恒定，由此产生共模电流接近零，能有效的抑制共模电流，降低了系统传导损耗，保证逆变电流的品质。增强型降压斩波电路中在传统的Buck电路的基础上增加一个开关管和一个二极管，可以实现功率因数调节，可满足日益增长的功率因数可调节的需求。增强型降压斩波电路和换相电路的巧妙配合，实现了直流输入和交流输出的共模抑制，有效的降低了 EMI。
图1是本发明电路组成示意图。图2是常规四管全桥逆变电路原理图。图3是本发明的电路原理图。图4是本发明的SPWM信号发生示意图。图5是本发明电路驱动时序图。图6是本发明第一象限Ql导通等效图。图7是本发明第一象限Ql关断等效图。图8是本发明第二象限Q1、Q2导通等效图。
图9是本发明第二象限Q1、Q2关断等效图。图10是本发明第三象限Ql导通等效图。图11是本发明第三象限Ql关断等效图。图12是本发明第四象限Q1、Q2导通等效图。图13是本发明第四象限Q1、Q2关断等效图。
具体实施例方式如图1、图3、图4、图5所示，DC/AC并网逆变电路，包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM控制电路。所述的增强型降压斩波电路包括功率开关Ql (M0SFET或IGBT)、功率开关Q2 (MOSFET或IGBT)，二极管Dl、二极管D2，电感Ll和电容Cl，功率开关Ql漏极(或集电极)与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极(或发射极)与电感Ll 一端和二极管Dl阴极相接，功率开关管Q2漏极(或集电极)与二极管D2阳极、电容Cl的一端、换相电路中单向可控硅S2、S4的阴极相接，其源极(或发射极)与二极管Dl的阳极、直流电源负极相接，电感Ll 的一端与Ql的源极(或发射极)、二极管Dl阴极相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和Cl的一端相接。所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S 1^4，可控硅Sl与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅Sl与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。可控硅Sl与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端， 接向单相电网或交流负载。可控硅Sl与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅 S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。如图5所示，按电压与电流的方向，可将每个工频周期分为4个阶段第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零；第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零；第三象限， 输出电压小于零，输出电流小于零；第四象限，输出电压大于零，输出电流小于零。图5中给出了各个象限中功率开关管Ql、Q2，可控硅SfS4的驱动信号。下面结合图例对各个阶段做进一步说明。1.第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零。输出电流大于零，Si、S4导通，Q2始终处于导通状态，开关管Ql由SPWM输出信号控制。当Ql导通时，等效图见图6，直流源通过电感Ll向外传递能量，忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus - Uout大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。当Ql关断时，等效图见图7，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Uout小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。2.第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零。
输出电流大于零，Si、S4导通，开关管Ql和Q2由SPWM输出信号控制。当Ql、Q2同时导通时，等效图见图8，直流源通过电感Ll向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus - Uout大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。当Ql、Q2同时关断时，等效图见图9，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus-Uout小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。
3.第三象限，输出电压小于零，输出电流小于零。输出电流小于零，S2、S3导通，Q2始终处于导通状态，开关管Ql由SPWM输出信号控制。当Ql导通时，等效图见图10，直流源通过电感Ll向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus + Uout大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。当Ql关断时，等效图见图11，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Uout小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。4.第四象限，输出电压大于零，输出电流小于零。输出电流小于零，S2、S3导通，开关管Ql和Q2由SPWM输出信号控制。当Ql、Q2同时导通时，等效图见图12，直流源通过电感Ll向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus + Uout大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。当Ql、Q2同时关断时，等效图见图13，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus+Uout小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。
权利要求
1.一种DC/AC并网逆变电路，其特征在于包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、 逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控整流器换相控制电路以及SPWM控制电路。
2.根据权利要求1所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述的增强型降压斩波电路包括功率开关管Q1、功率开关管Q2，二极管D1、二极管D2，电感Ll和电容Cl，功率开关管Ql的漏极或集电极与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极或发射极与电感Ll 一端和二极管Dl阴极相接，功率开关管Q2的漏极或集电极与二极管D2阳极、电容Cl的一端、换相电路中可控硅S2、可控硅S4的阴极相接，其源极或发射极与二极管Dl的阳极、直流电源负极相接，电感Ll的一端与功率开关管Ql的源极或发射极、二极管Dl阴极相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和电容Cl的一端相接。
3.根据权利要求1所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅SfS4，可控硅Sl与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅Sl与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。
4.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述可控硅Sl与可控硅 S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端，接向单相电网或交流负载。
5.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述可控硅Sl与可控硅 S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。
6.根据权利要求2所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述功率开关管Q1、功率开关管Q2为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT，功率开关管Ql采用SPWM控制。
7.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于所述可控硅SfS4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。
8.—种如权利要求1 一 7所述的DC/AC并网逆变电路的功率因数调节方法，其特征在于当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只有功率开关管Ql处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关管Q2处于常开状态，当功率开关管Ql关断时，功率开关管Q2与二极管D1、电感Ll构成续流回路。
9.一种如权利要求1 一 7所述的DC/AC并网逆变电路的功率因数调节方法，其特征在于当逆变器进行无功功率调节时，功率开关管Q1、功率开关管Q2需同时进行开关，当功率开关管Q1、功率开关管Q2同时关断时，二极管D2、电容C2、二极管D1、电感Ll与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。
全文摘要
本发明涉及一种DC/AC并网逆变电路及功率因数调节方法，包括增强型降压斩波电路和可控硅工频换相电路，其中增强型降压斩波电路包括SPWM调制的功率开关管、双续流二极管、功率因数调节功率开关管、电感和电容。通过调节增强型降压斩波电路中高频开关管的占空比，将直流电能转换为正弦半波；通过调整功率因数调节功率开关管的导通方式，可以实现功率因数调节。由4个低频可控硅组成的换相电路对直流正弦半波进行换相，得到正弦全波，完成从直流到正弦交流的逆变。本新型并网逆变电路与常规的全桥并网逆变电路相比，结构简单，抗过流能力强，稳定性高，高频管数目减少接近一半，逆变效率高，成本低。在开关和换相过程中，逆变的交流输出产生共模电压恒定，抑制了共模电流并降低EMI干扰。
文档编号H02M7/48GK102403922SQ20111043276
公开日2012年4月4日 申请日期2011年12月21日 优先权日2011年12月21日
发明者孙立峰, 徐鹏飞, 牟英峰 申请人:牟英峰