专利名称：多相转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及多相转换器，包括互相并联连接的多个AC/DC转换器，每个都具有功率因子校正电路和DC/DC转换器，该DC/DC转换器串联连接到功率因子校正电路并接收功率因子校正电路的输出。
背景技术：
近些年，存在具有低功耗的家用设施或办公器材的需求；且要求具有高转换效率的电源装置以便于满足需求。其中，功率因子校正电路(以下称为PFC电路)串联连接到LLC 电流谐振转换器(以下，称为LLC)的开关电源已经广泛地用作小尺寸、高转换效率和低噪声的电源。图I是图示根据现有技术的、包括PFC电路和LLC电流谐振转换器的AC/DC转换器的示图。在现有技术中，PFC电路20是升压型转换器且由通常市场上可用的PFC控制器IC2控制。接着，将描述PFC控制器IC 2的控制操作。PFC控制器IC 2导通η沟道MOSFET 4从而通过借助于桥接二极管I全波整流AC电压而获得的电压波形将能量充电到PFC线圈
3。另外，当η沟道MOSFET 4截止时，PFC控制器IC 2将存储在PFC线圈3中的能量通过二极管5传送到输出平滑电容器7并且将能量存储在该输出平滑电容器7中。图2是图示PFC控制器的操作的示图。图2示出PFC电路20以临界模式操作的情况。在图2中，信号VG是η沟道MOSFET 4的控制信号。对于控制信号的开/关定时，开时间由输出电压和设置值之间的误差(由输出电压检测电路6检测)和AC电压值确定。关时间是直到电感器电流变成零为止的时间。电感器电流IL通过向PFC线圈3添加辅助线圈来测量。在PFC电路20，AC电压的波形和平均电流的波形具有基本相同的相位。其结果是，功率因子高。另外，在PFC电路20中，不论输入AC电压如何，都可以维持输出DC电压恒定。因此，电源作为全局电源是有效的。接着，将描述根据现有技术的LLC电流谐振转换器30。LLC电流谐振转换器30由通常在市场上可用的LLC控制器8控制。接着，将描述LLC控制器8的控制操作。LLC控制器8交替地导通/截止η沟道MOSFET 9和η沟道MOSFET 10以改变来自PFC电路20的电压的极性；将电压施加到隔离变压器12的初级侧；并将能量传送到隔离变压器12的次级侧。由误差放大器16检测输出电压V2和设置值之间的误差；且将输出电压V2通过光耦合器15反馈到LLC控制器8。在LLC控制器8中，导通/截止η沟道MOSFET 9和η沟道M0SFET10的频率依据误差值改变并将输出电压V2维持在设置值。通常，当隔离变压器12的初级和次级绕组的匝数比是n:m时，设置输出电压V2以便满足V2>Vl/2Xm/n (其中，Vl是对隔离变压器12的输入电压(来自PFC电路20的输出电压))。接着，将参考图3描述输出电压V2的设置。图3是图示来自隔离变压器的输出电压的设置的示图。在图3中，信号V4是用于谐振的电容器11的电压。用于谐振的电容器11的电压由隔离变压器12的初级电感和用于谐振的电容器11的电容引起的电流谐振操作来改变。在隔离变压器12中，当初级侧的两端的电压V3和V4满足|V3-V4|>Vl/2时，能量从隔离变压器12的初级励磁电感移动到次级电感。在此情况下，因为励磁电感将能量传送到次级电感，所以初级电感和用于谐振的电容器11引起的电流谐振是漏电感和用于谐振的电容器11之间的谐振。该漏电感是在隔离变压器12的初级电感中包括的电感组件，但是对于能量从初级侧传送到次级侧不是必须的。因为励磁电感(L)、漏电感(L)和用于谐振的电容器(C)的串联谐振被使用，所以LLC电流谐振转换器30称为LLC电流谐振型。另外，在图3中示出的、传送到变压器的次级侧的、具有幅度Wl和W2的阈值电平满足V2>Vl/2Xm/n。当满足V2 ( Vl/2Xm/n时，仅获得漏电感和用于谐振的电容器11之间的电流谐振。但是，因为存在不能确保条件|V3-V4|>Vl/2的时候，所以次级输出电流不是连续的。因此，当改变电流的极性时，电流迅速上升。
其结果是，通过输出整流二极管13和14所生成的损失增加，这导致噪声的增加。另外，当轻负载的切换频率高时，可能难以进行控制。出于此原因，在V2>Vl/2Xm/n的条件下使用输出电压V2。当输出电压V2满足V2>Vl/2Xm/n时，流过输出整流二极管13和14的电流Idl和Id2每个具有接近正弦波形的半波整流波形的波形，且不存在涌流。因此，降低由于输出整流二极管13和14引起的能量损失或降低噪声。如图3中所示，在LLC控制器8中，在信号HVG和信号LVG的接通和截止控制时间之间存在停滞时间(dead time)。在停滞时间段tl期间，因为信号V3的电压等于输入电压VI，所以接通信号HVG且不存在信号HVG的切换损失。另外，在图3中示出的停滞时间段t2期间，因为信号V3是0V，所以接通信号LVG且不存在信号LVG (称为零电压切换(ZVS)操作)的切换损失。如上所述，PFC电路20和LLC电流谐振转换器30的组合使得可以实现能够提高功率因子且具有低损失(高效)和低噪声的全局开关电源。然而，当从包括PFC电路20和LLC电流谐振转换器30的开关电源获得高输出功率时，PFC线圈3或隔离变压器12的尺寸增加。为了解决问题，考虑增加切换频率并减小PFC线圈3或隔离变压器12的尺寸的手段。然而，在此情况下，切换损失增加，而这不是优选的。作为除了增加切换频率的手段之外的手段，存在多相DC/DC转换器，其中多个DC/DC转换器互相并联连接以增加功率。例如，专利文献1(日本专利申请特开第2007-116834号)公开了多个DC/DC转换器互相并联连接的多相DC/DC转换器；偏移DC/DC转换器的输出的相位；并且合成输出电流，由此响应于大量的电流和低噪声。另外，在于专利文献1(日本专利申请特开第2007-116834号)中公开的多相DC/DC转换器中，将变压器或线圈分散以增加装配范围。以此方式，减小多相DC/DC转换器的总体尺寸。在于专利文献I (日本专利申请特开第2007-116834号)中公开的多相DC/DC转换器中，具体地，对于改进在其中改变负载且存在重负载和轻负载的设备的转换效率的技术，提供一种根据负载大小或环境温度选择要操作的DC/DC转换器的最佳数量的电路。
通用多相DC/DC转换器是脉宽调制(以下，称为PWM)转换器，该转换器调整脉宽以响应负载中的改变。因此，例如，甚至当每个DC/DC转换器的电路阻抗存在变化时，通过每个驱动脉宽调整该变化并且将负载均匀地分散在每个DC/DC转换器中。当将脉冲频率调制(以下，称为PFM) DC/DC转换器(诸如LLC电流谐振转换器30)配置以具有多相时，PFM系统调整切换频率以响应负载中的改变。因此，当多个PFM转换器互相并联连接且存在每个PFM转换器的电路阻抗或电抗变化时，需要使切换频率互相不同，以便于获得一致输出。在此情况下，难以维持相差恒定且因此难以获得多相。为了解决上述问题，专利文献2 (日本专利第4229177号)公开了选择基于来自多个DC/DC转换器的输出电流之间的差值进行切换的次序的多相DC/DC转换器。在于专利文 献2 (日本专利第4229177号)中公开的多相DC/DC转换器中，选择在多相操作期间操作的DC/DC转换器的次序从而减小输出电流之间的差值且减小输出变化的影响。以此方式，实现多相操作。然而，在于专利文献2 (日本专利第4229177号)中公开的多相DC/DC转换器中，将每个DC/DC转换器的频率与时钟信号(基准时钟)同步且每个相位的频率不是恒定的。因此，截止时段至少比接通宽度长几倍。可以预测的是，单相的时均(time averaged)输出功率小于单相DC/DC转换器的输出功率。因此，减少了多相的影响。已经从上述问题的角度提出发明且发明的目标是提供即使在获得多相时也能够最大化其功能而不损害每个LLC电流谐振转换器的输出功率容量的多相转换器。
发明内容
为了实现目标，发明具有下列结构。实施例中的一个的多相转换器包括互相并行连接的多个AC/DC转换器，其中，多个AC/DC转换器的每个都包括功率因子校正电路和串联连接到该功率因子校正电路并从该功率因子校正电路接收输出的DC/DC转换器，且功率因子校正电路包括输出电压调整电路，其调整来自功率因子校正电路的输出电压。
图I是图示根据现有技术的包括PFC电路和LLC电流谐振转换器的AC/DC转换器的示图；图2是图示PFC控制器的操作的示图；图3是图示来自隔离变压器的输出电压的设置的示图；图4是图示根据第一实施例的多相交流电(AC) /直流电(DC)转换器的结构的示图；图5是图示根据第二实施例的多相AC/DC转换器的结构的示图；图6是图示根据第三实施例的多相AC/DC转换器的结构的示图；以及图7是图示根据第四实施例的多相AC/DC转换器的结构的示图。
具体实施例方式第一实施例
以下，将参考附图描述发明的第一实施例。图4是图示根据第一实施例的多相交流电(AC) /直流电(DC)转换器的结构的示图。根据此实施例的多相AC/DC转换器100包括三个(A相、B相和C相)AC/DC转换器200，将其连接以获得多相。通过将功率因子校正电路(PFC电路)120与DC/DC转换器130组合来形成AC/DC转换器200。
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在此实施例中，A相、B相和C相AC/DC转换器200具有相同的组件。因此，用相同的附图标记表示相同的组件。接着，将描述根据此实施例的AC/DC转换器200。根据此实施例的AC/DC转换器200包括PFC电路120和DC/DC转换器130。在根据此实施例的AC/DC转换器200中，来自AC电源的电压输入由桥接二极管110全波整流，并且将所整流的电压输入到PFC电路120。通过PFC电路120将此电压升压到预定DC电压并随后将其提供到DC/DC转换器130。根据此实施例的DC/DC转换器130是LLC电流谐振转换器。DC/DC转换器130将从与之串联连接的PFC电路120输出的DC电压转换为预定DC电压并输出所转换的DC电压。在此情况下，由误差放大器140监控来自DC/DC转换器130的输出电压；且对应于输出电压和预定电压值之间的误差的信号被传送到定时控制器150。该定时控制器150以减小输出电压和预定电压值之间的误差的方向改变DC/DC转换器130的操作频率。在此情况下，A相、B相和C相DC/DC转换器130具有相同的操作频率且其间的相差维持恒定。接着，将描述根据此实施例的PFC电路120。根据此实施例的PFC电路120包括PFC控制器121、PFC线圈122、n沟道MOSFET 123、二极管124、输出电压调整电路125和输出平滑电容器126。根据此实施例的PFC电路120由PFC控制器121控制。PFC控制器121导通η沟道MOSFET 123以用由桥接二极管I全波整流的AC电压的电压波形将能量充电到PFC线圈
122。另外，当η沟道MOSFET 123截止时，PFC控制器121通过二极管124将存储在PFC线圈122中的能量传送到输出平滑电容器126并将该能量存储在该输出平滑电容器126中。根据此实施例的输出电压调整电路125调整来自PFC电路120的输出电压。根据此实施例的输出电压调整电路125具有在二极管124的阴极和地之间串联连接电阻Rl、R2和R3的结构。根据此实施例的输出电压调整电路125可以使用例如用以调整来自PFC电路120的输出电压的量(volume)来改变地和二极管124的阴极之间的电阻器的分压比。因此，在此实施例中，例如，在包括根据此实施例的多相AC/DC转换器100的开关电源的装载(shipment)期间，通过在必需的电流负载状态下使用输出电压调整电路125调整输出电压，可以补偿A相、B相和C相DC/DC转换器130的输出中的变化。因此，在根据此实施例的多相AC/DC转换器100中，调整来自每个相位的PFC电路120的输出电压，从而每个相位的DC/DC转换器130可以输出基本相同的功率。第二实施例以下，将参考附图描述本发明的第二实施例。在本发明的第二实施例中，用与第一实施例中的组件相同的附图标记表示具有和第一实施例中的组件相同的功能和结构的组件，且省略其描述。图5是图示根据第二实施例的多相AC/DC转换器的结构。
根据此实施例的多相AC/DC转换器100A包括三个(A相、B相和C相)AC/DC转换器200A，将其连接以获得多相。通过将PFC电路120A与DC/DC转换器130A组合来形成AC/DC转换器200A。根据此实施例的多相AC/DC转换器100A中的A相、B相和C相的每个都包括固定电阻器R13、差动放大器160和平滑电路161。将A相、B相和C相平滑电路161的输出提供给平均差异电流检测电路170。将平均差异电流检测电路170的输出提供给将在下面描述的输出电压调整电路125A。根据此实施例的PFC电路120A包括PFC控制器121、PFC线圈122、n沟道MOSFET
123、二极管124、输出电压调整电路125A和输出平滑电容器126。输出电压调整电路125A包括电阻器RIO、Rll和R12。在二极管124的阴极和地之间串联连接电阻器RlO和电阻器RlI。将电阻器R12的一端连接到电阻器RlO和电阻器Rll之间的连接点。将电阻器R12的另一端连接到将在下面描述的平均差异电流检测电路 170的输出端。根据此实施例的DC/DC转换器130A包括DC/DC转换器130和固定电阻器R13。将固定电阻器R13的一端连接到DC/DC转换器130的输出端和差动放大器160的一个输入端，且将固定电阻器R13的另一端连接到差动放大器160的另一个输入端。固定电阻器R13和差动放大器160用来检测来自DC/DC转换器130的输出电流。将差动放大器160的输出提供给平滑电路161。该平滑电路161平滑所获得的电流值。平均差异电流检测电路170计算来自A相、B相和C相平滑电路161的输出电流的平均值，检测与均值的差值，并输出控制信号。将从平均差异电流检测电路170输出的控制信号作为偏置信号反馈到输出电压调整电路125A中的电阻器R12的一端。当A相、B相和C相输出电流彼此相等时，根据此实施例的平均差异电流检测电路170将等于PFC控制器121中的误差放大器(未不出)的基准电压的电压作为控制信号输出。由输出电压调整电路125A中的电阻的分压比确定来自PFC电路120A的输出电压。控制通过由电阻器RlO和Rll划分二极管124的阴极电压而获得的电压，以便等于PFC控制器121中的误差放大器的基准电压，由此使来自PFC电路120A的输出电压恒定。根据此实施例的输出电压调整电路125A经由电阻器R12将来自平均差异电流检测电路170的控制信号输出作为偏置添加到通过由电阻器RlO和Rll划分二极管124的阴极电压而获得的电压。在此实施例中，控制来自输出电压调整电路125A的输出电压以等于PFC控制器121中的误差放大器的基准电压。以此方式，PFC电路120A的输出电压对应于平均差异电流检测电路170的输出。然后，调整A相、B相和C相DC/DC转换器130的输出中的变化以接近A相、B相和C相输出电流互相相等的方向。根据此实施例，来自每个相的PFC电路120A的输出电压由来自每个相的DC/DC转换器130A的输出电流控制。因此，可以不调整电路结构就使每个相的DC/DC转换器130A的输出功率水平基本上彼此相等。第三实施例以下，将参考附图描述本发明的第三实施例。在本发明的第三实施例中，用与第一实施例中的组件相同的附图标记表示具有和第一实施例中的组件相同的功能和结构的组件，且省略其描述。图6是图示根据第三实施例的多相AC/DC转换器的结构。
根据此实施例的多相AC/DC转换器100B包括三个(A相、B相和C相)AC/DC转换器200B，将其连接以获得多相。通过将PFC电路120B与DC/DC转换器130组合来形成AC/DC转换器200B。根据此实施例的AC/DC转换器200B中的A相、B相和C相PFC电路120B包括PFC控制器121、PFC线圈122、η沟道MOSFET 123、二极管124、输出电压调整电路125Β、差动放大器128、平滑电路129、乘法电路131和固定电阻器R21、R22和R23。固定电阻器R23和差动放大器158检测来自PFC电路120Β的输出电流。平滑电路129平滑差动放大器128的输出。输出电压调整电路125Β检测来自PFC电路120Β的输出电压。在根据此实施例的输出电压调整电路125Β中，在固定电阻器R23的一端和地之间串联连接固定电阻R24和R25，且固定电阻器R24和R25之间的连接点连接到放大器127的输入端。将放大器127的输出提供给乘法电路131。另外，通过固定电阻器R22将放大器127的输出提供给PFC控制器 121。 乘法电路131将来自平滑电路129的输出电流乘以来自输出电压调整电路125Β的输出电压，以计算PFC电路120Β的输出功率。固定电阻器R21和R22将来自乘法电路131的输出电压和来自输出电压调整电路125Β的输出电压合成。根据此实施例的多相AC/DC转换器100Β包括平均差异功率检测电路180。该平均差异功率检测电路180接收A相、B相和C相乘法电路131的输出。根据此实施例的平均差异功率检测电路180计算从乘法电路131输出的PFC电路120Β的输出功率水平、检测与平均值的差值并输出控制信号。当A相、B相和C相PFC电路120Β的输出功率水平彼此相等时，来自平均差异功率检测电路180的输出电压等于PFC控制器121中的误差放大器(未示出)的基准电压。由输出电压调整电路125Β中的电阻器的分压比来确定来自PFC电路120Β的输出电压。在此实施例中，当A相、B相和C相PFC电路120Β的输出功率水平彼此不同时，电压根据输出功率水平之间的差别从PFC控制器121中的误差放大器的基准电压值偏移，从而改变来自PFC电路120Β的输出电压。调整A相、B相和C相DC/DC转换器130的输出中的变化，以接近A相、B相和C相PFC电路120Β的输出功率水平由此彼此相等的方向。在此实施例中，由每个相的PFC电路120Β的输出功率水平控制来自每个相的PFC电路120Β的输出电压。因此，可以使每个相的PFC电路120Β的输出功率水平基本上彼此相等而无任何对DC/DC转换器130的电路结构的影响。第四实施例以下，将参考附图描述本发明的第四实施例。在本发明的第四实施例中，用与第一实施例中的组件相同的附图标记表示具有和第一实施例中的组件相同的功能和结构的组件，且省略其描述。图7是图示根据第四实施例的多相AC/DC转换器的结构。根据此实施例的多相AC/DC转换器100C包括A相AC/DC转换器200C和B相及C相AC/DC转换器200D。在此实施例中，AC/DC转换器200D不包括PFC控制器121，且由AC/DC转换器200C的PFC控制器121控制AC/DC转换器200D的η沟道MOSFET123。
根据此实施例的AC/DC转换器200C包括PFC电路120C和DC/DC转换器130。该PFC电路120C包括PFC控制器121、PFC线圈122、η沟道MOSFET 123、二极管124、输出电压调整电路125和输出平滑电容器126。根据此实施例的AC/DC转换器200D包括PFC电路120D和DC/DC转换器130。该PFC电路120D包括PFC线圈122、η沟道MOSFET 123、二极管124和输出平滑电容器126。在此实施例中，将从PFC电路120C的PFC控制器121输出的控制信号提供给PFC电路120C的η沟道MOSFET 123和PFC电路120D的η沟道MOSFET 123。因此，在此实施例中，对于每个相，由相同的控制信号导通或截止η沟道MOSFET 123，并且各η沟道MOSFET123具有相同的切换频率。在此实施例中，通过来自输出电压调整电路125的信号将A相PFC电路120C的DC电压维持恒定。在此实施例中，因为由A相PFC电路120C的切换定时控制B相及C相PFC电路120D，所以B相及C相输出电压是可变的。然而，因为PFC电路具有相同的切换定时，所以A相、B相及C相PFC电路120C和120D基本上彼此相等。因此，当每个DC/DC转换器 130的输出中存在变化时，改变来自B相及C相PFC电路120D的输出电压以补偿A相、B相及C相DC/DC转换器130的输出。如上所述，在此实施例中，因为将每个相的PFC电路配置以具有相同的切换频率，所以每个相的DC/DC转换器130可以具有基本相同的输出功率。因此，可以简化电路结构。根据本发明，可以在即使当获得多相时也不削弱每个LLC电流谐振转换器的输出功率容量的情况下，最大化多相转换器的功能。尽管已经为了完整和清晰的公开，关于具体实施例描述发明，所附权利要求不因此受限但是解释为包含可以对本领域技术人员发生的全部改进和替代结构，其落入这里阐述的基本教导内。
权利要求
1.一种多相转换器，包括 互相并联连接的多个AC/DC转换器， 其中， 所述多个AC/DC转换器中的每个包括 功率因子校正电路，和 DC/DC转换器 串联连接到所述功率因子校正电路并且 接收来自所述功率因子校正电路的输出，并且 所述功率因子校正电路包括 输出电压调整电路，调整来自所述功率因子校正电路的输出电压。
2.根据权利要求I的所述多相转换器，进一步包括 DC/DC转换器输出电流检测电路，检测来自在多个AC/DC转换器的每个中包括的所述DC/DC转换器的输出电流；和 平均差异电流检测电路，将控制信号反馈给所述输出电压调整电路，所述控制信号对应于与所述DC/DC转换器输出电流检测电路所检测的输出电流的平均值的差异， 其中，所述输出电压调整电路基于从所述平均差异电流检测电路反馈的所述控制信号调整来自所述功率因子校正电路的输出电压。
3.根据权利要求I的所述多相转换器，进一步包括 功率因子校正电路输出电流检测电路，检测来自在所述多个AC/DC转换器的每个中包括的功率因子校正电路的输出电流； 功率因子校正电路输出电压检测电路，检测来自在所述多个AC/DC转换器的每个中包括的功率因子校正电路的输出电压； 乘法电路，将所述输出电流乘以所述输出电压以计算所述多个AC/DC转换器的每个的输出功率；和 平均差异功率检测电路，将控制信号反馈给所述输出电压调整电路，所述控制信号对应于与所述多个AC/DC转换器的所述输出功率水平的平均值的差异， 其中，所述输出电压调整电路基于从所述平均差异功率检测电路反馈的所述控制信号调整来自所述功率因子校正电路的输出电压。
4.根据权利要求I的所述多相转换器， 其中，在所述多个AC/DC转换器的每个中的功率因子校正电路包括切换元件，且由从控制器输出的控制信号以相同的切换频率导通或截止所述切换元件，所述控制器在所述多个AC/DC转换器的每个中的功率因子校正电路的一个中提供并控制所述功率因子校正电路。
全文摘要
一个实施例的多相转换器包括互相并联连接的多个AC/DC转换器，其中所述多个AC/DC转换器的每个都包括功率因子校正电路和串联连接到所述功率因子校正电路并接收来自所述功率因子校正电路的输出的DC/DC转换器，且所述功率因子校正电路包括输出电压调整电路，其调整来自所述功率因子校正电路的输出电压。
文档编号H02M3/155GK102948062SQ201180030430
公开日2013年2月27日 申请日期2011年6月22日 优先权日2010年6月22日
发明者岩田岳志 申请人:株式会社理光