同步电动机的驱动系统的制作方法
同步电动机的驱动系统的制作方法
【专利摘要】针对永磁电动机的转数、转矩控制，提供一种使用逆变器以基于所需最少的开关次数的理想正弦波状电流来驱动，且可从零速度附近的极低速范围开始驱动的无位置传感器驱动方式。与逆变器的PWM波形同步地检测永磁电动机4的中性点电位。从该中性点电位的变动中推算永磁电动机4的转子位置。在检测中性点电位时，通过将PWM波形的各相的时刻错开，来生成三种或四种逆变器输出电压不为零矢量的开关状态，对其中至少两种开关状态中的中性点电位进行采样，推算三相同步电动机的转子位置。
【专利说明】同步电动机的驱动系统
【技术领域】
[0001]本发明涉及电动机驱动装置，例如风扇、泵、压缩机、旋转电机等旋转速度控制、或者输送机或工作机械中定位的装置，以及如电动助力等在控制转矩的用途中利用的同步电机的驱动系统。
【背景技术】
[0002]在工业、家电、汽车等各种领域中广泛使用小型、高效率的永磁电动机(三相同步电动机)。
[0003]然而，为了驱动永磁电动机需要电动机转子的位置信息，需要为此而设的位置传感器。近年来，广泛地普及了取消该位置传感器而进行永磁电动机的转数或转矩控制的无传感器控制。
[0004]通过无传感器控制的实用化，实现了位置传感器所需费用(传感器自身的成本、传感器布线所需的成本等)的削减、装置的小型化。此外，通过不需要传感器，具有能在恶劣环境下使用等优点。
[0005]当前，永磁电动机的无传感器控制采用直接检测永磁电动机转子旋转产生的感应电压(速度电动势)作为转子的位置信息进行永磁电动机驱动的方法和根据对象电动机的数学模型来推算转子位置的位置推算技术等。
[0006]这些无传感器控制中存在较大的问题。其为低速运转时的位置检测方法。当前实用化的大多数无传感器控制基于永磁电动机产生的感应电压。因此，在感应电压较小的停止、低速范围中灵敏度降低，存在位置信息被淹没在噪声中的可能性。针对该问题提出了各种解决方法。
[0007]专利文献I中记载的发明是向永磁电动机输入高频波，根据此时产生的电流检测转子位置的方法。对永磁电动机的转子要求为凸极性，通过由该凸极构造引起的电流高次谐波的影响，使位置检测变得可能。
[0008]专利文献2中记载的发明检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。虽然需要从定子绕组中性点引线的工作，但与下述专利文献3相比，即使在对三相同时通电的状态下也能够获得位置信息，因此能够以正弦波电流理想地驱动永磁电动机。
[0009]专利文献3中记载的发明为如下驱动方法:从电动机的三相定子绕组中选择两相来通电，以120度通电方式为基础，基于非通电相中产生的电动势(并非随速度产生的电动势，而是电感不平衡导致的电动势)检测转子位置。该方式中，由于利用根据位置产生的电动势，即使在完全停止状态下也能够获取位置信息。
[0010]专利文献4中记载的发明与专利文献2中记载的方法同样地检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。此时，通过与逆变器的PWM (脉冲宽度调制)波同步地检测中性点电位，与专利文献3同样地能够检测出电感不平衡导致的电动势，作为结果能够获得转子的位置信息。专利文献4的方法中能够使驱动波形为理想的正弦波电流。
[0011]已有技术文献
[0012]专利文献
[0013]专利文献1:日本特开平7-245981号公报
[0014]专利文献2:日本特开2000-232797号公报
[0015]专利文献3:日本特开2009-189176号公报
[0016]专利文献3:日本特开2010-74898号公报
【发明内容】
[0017]发明要解决的技术问题
[0018]但在专利文献I记载的发明中，电动机的转子构造需要为凸极性。无凸极性、凸极性少的电动机中位置检测灵敏度较低，位置推算变得困难。此外，为了高灵敏度地进行检测，需要增加输入的高频波成分，或者降低频率。其结果是成为旋转脉动或振动、噪声的原因，大幅地增加电动机的谐波损耗。
[0019]在专利文献2记载的发明中，利用中性点电位产生的三次谐波电压。因此转子构造不需要为凸极性，能够使驱动电路正弦波化。但由于该三次谐波的感应电压本身为随永磁电动机的旋转产生的速度电动势，因此无法获得低速度范围中的位置信息，无法进行零速度附近的驱动。
[0020]专利文献3的发明为观测三相绕组的非通电相中产生的电动势的方式，能够从停止状态开始驱动电动机，但存在驱动电流波形为120度通电(方波)的问题。本来，以正弦波状的电流驱动永磁电动机对于旋转不匀的抑制和抑制谐波损耗更为有利，但在专利文献3的发明中不可能进行正弦波驱动。
[0021]专利文献4记载的发明与专利文献2中记载的方法同样地检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。通过与从逆变器施加到电动机的脉冲电压同步地检测该中性点电位，能够获得依赖于转子位置的电位变化。专利文献4中，通过由通常的正弦波调制所得到的PWM (脉冲宽度调制)作为施加到电动机的电压，也能够获得位置信息。
[0022]本发明由于具有与专利文献4记载的发明相关的部分，故对细节进行说明。
[0023]图27表示专利文献4记载的PWM波形和此时的中性点电位波形。将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波比较，产生PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw。三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*虽然为正弦波状的波形，但在低速驱动时与三角波载波相比可看作足够低的频率，因此如图27所示在某个瞬间实质上可看作直流。PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw在各自不同的时刻重复接通/断开。该图(c)的电压矢量赋以V (0，0，1)的名称，这些下标(0，0，1)分别表示U、V、W相的开关状态。即，V (0，0，l)表示U相中PVu=0，V相中PVv=0，W相中PVw=l。在此，V (0，0，0)以及V (1，1，I)是对电动机施加的电压为零的零矢量。
[0024]如这些波形所示，通常的PWM波在第一零矢量V (0，0，0)和第二零矢量V (1,1,I)之间产生两种电压矢量 V (0，0，1)和 V (1,0, l)o SPdfV (0,0,0) - V (0,0,1) ^ V(1,0,1) ^ V (1,1,1) ^ V (1,0,1) ^ V (0,0,1) ^ V (0，0，0)作为一个周期来重复。对于在该零矢量之间使用的电压矢量，在三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系不变的期间中，使用同样的电压矢量。
[0025]在施加这些电压矢量之外的电压时，在中性点电位中产生与转子位置相应的电动势。专利文献4中记载了利用其推算转子位置的方法。
[0026]但如果使用该方法进行极低速时的中性点电位检测，有较多的实用上的问题。例如，在停止状态下的施加电压只能施加由电动机的绕组电阻产生的电压效果的大小，因此成为极微小的脉冲宽度的电压。在PWM波形的情况下，由于伴随逆变器的开关必然产生减幅振荡(ringing)(开关后的数IOOkHz?数MHz的振动)，实际的中性点电位为图27 Cf)的波形。由于微小的脉冲宽度中存在该减幅振荡导致的振动，作为中性点电位无法检测到为获得位置信息所需的值。为了防止这点，只能对脉冲宽度的最小值加以限制，其结果是极低速的驱动变得困难。此外，作为专利文献4记载的位置推算算法的问题，基本上必须依赖于表格数据。
[0027]此外，在专利文献4中，作为提高位置推算灵敏度的方式，同时公开了在施加零矢量的期间强制地施加位置推算用的电压脉冲的方式。虽然是与通常的PWM不同的方式，但通过该方式能够高灵敏度地进行位置推算。但由于与通常的PWM为完全不同的开关模式，因此产生了各种弊端。首先，由于增加了 PWM的开关次数，增加了逆变器的开关损耗。对于以高效率为优点的永磁电动机，增加了逆变器的损失，成为一大缺点。其次，由于需要特殊的PWM，无法使用通用微机中具备的PWM功能，因此需要专用的控制器。因此成为成本上升和装置大型化的原因。
[0028]本发明的目的在于，提供从零速度附近的极低速范围开始能够通过正弦波状的电流驱动的同步电动机驱动系统。
[0029]本发明的其它目的在于，提供不增加开关次数也能够高效率地驱动永磁电动机的同步电机驱动系统。
[0030]用于解决技术问题的技术手段
[0031 ] 本发明的一种方式中，为一种从脉冲宽度调制逆变器向三相同步电动机供电，并基于同步电动机的中性点电位推算转子位置来控制所述逆变器的同步电动机驱动系统，其特征在于:在上述逆变器的脉冲宽度调制的一个周期的期间中，通过使各项的开关时刻错开，产生三种或四种逆变器输出电压不为零矢量的开关状态，对其中至少两种开关状态下的上述中性点电位进行采样，来推算上述三相同步电动机的转子位置。
[0032]本发明的另一种方式中，特征在于:作为上述逆变器的脉冲宽度调制动作，使一相或者两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至规定时间宽度以内。
[0033]发明的效果
[0034]根据本发明的实施方式的三相同步电动机的驱动系统，能够实现从零速度附近的极低速度范围开始的、基于正弦波状的电流的无传感器驱动。
[0035]此外，根据本发明的实施方式的三相同步电动机的驱动系统，能够提供不增加开关次数也能够高效率地驱动永磁电动机的同步电机驱动系统。
[0036]本发明其它目的和特征可通过下述实施例明了。
【专利附图】
【附图说明】[0037]图1是表示本发明第一实施方式的电动机驱动系统的结构的框图。
[0038]图2是表示逆变器输出电压的开关状态的矢量图。
[0039]图3是表示施加了电压矢量V后的状态的永磁电动机与假想中性点电路的关系的示意图。
[0040]图4是表示第一实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0041]图5是电压矢量和此时检测到的中性点电位的名称。
[0042]图6是表示第二实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0043]图7是表示第三实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0044]图8是表示第四实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0045]图9是表示第四实施方式的电动机驱动系统的电压补偿器的结构的框图。
[0046]图10是表示第四实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0047]图11是表示第五实施方式的电动机驱动系统的位置推算器的结构的框图。
[0048]图12是表示第五实施方式的电动机驱动系统的位置推算器的另一结构的框图。
[0049]图13是表示第五实施方式的中性点电位检测值VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF相对于转子位置Gd的变化的图。
[0050]图14是表示通过改变第五实施方式中的一部分中性点电位检测值的符号来看作三相交流的图。
[0051]图15是表示进行第五实施方式的位置推算后的结果的图。
[0052]图16是表示第六实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0053]图17是表示通过第六实施方式的电动机驱动系统进行位置推算后的结果的图。
[0054]图18是表示第七实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0055]图19是表示第七实施方式的电动机驱动系统的模拟检测部的结构的框图。
[0056]图20是示意性地表示交替地进行第七实施方式的电动机驱动系统的电流检测和中性点电位检测的情况的图。
[0057]图21是表示第八实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0058]图22是表示第九实施方式的一体型电动机驱动系统的结构的框图。
[0059]图23是表示第十实施方式的油压泵系统的结构的框图。
[0060]图24是表示在第十实施方式的油压泵系统中除去安全阀后的结构的框图。
[0061]图25是表示第十一实施方式的空调系统的结构的框图。
[0062]图26是表示第十二实施方式的定位控制系统的结构的框图。
[0063]图27是表示以往使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
【具体实施方式】
[0064]以下利用【专利附图】
【附图说明】本发明的实施方式。[0065](第一实施方式)
[0066]图1是表不本发明第一实施方式的电动机驱动系统的结构的框图。
[0067]该电动机驱动系统以永磁电动机(三相同步电动机)4的驱动为目的。大致上，该电动机驱动系统包含Iq*发生器1、控制器2、逆变器3和作为驱动对象的永磁电动机4而构成，其中，逆变器3包含逆变器主电路32和单电流(one-shunt)检测器35。
[0068]Iq*发生器I是产生与电动机转矩相应的电流指令Iq*的电路。该Iq*发生器I是位于控制器2的上级的控制器。通常构成为:为了使永磁电动机4的转数为规定速度，而一边观测实际速度ω I 一边产生必要的电流指令Iq*。作为Iq*发生器I的输出的电流指令Iq*被输出到控制器2中的运算器6b中。
[0069]控制器2以使永磁电动机4产生与电流指令Iq*相当的转矩的方式动作。该控制器2由Id*发生器(d轴电流指令发生器)5、减法器6a、减法器6b、d轴电流控制器(IdACR)7、q轴电流控制器(IqACR) 8、dq逆转换器9、PWM发生器10、电流再现器ll、dq转换器12、中性点电位放大器13、采样/保持电路14a、14b、位置推算器15、速度运算器16、脉冲移位器17构成。
[0070]逆变器3除了上述的逆变器主电路32和单电流检测器35之外，还包含直流电源31、输出前置驱动器33、假想中性点电路34。
[0071]Id*发生器5产生与永磁电动机的励磁电流相当的d轴电流的电流指令Id*。该电流指令Id*向减法器6a输出。
[0072]减法器6a为求出作为Id*发生器5的输出的电流指令Id*与从逆变器主电路部32的输出导出并再现的dq转换器12的输出Id的偏差的减法器。另一方面，减法器6b为求出作为Iq*发生器I的输出的电流指令Iq*与从逆变器主电路部32的输出导出并再现的dq转换器12的输出Iq的偏差的减法器。d轴电路控制器(IdACR) 7计算dq坐标轴上的电压指令Vd*使得减法器6a的电流偏差为零。另一方面，q轴电路控制器(IqACR) 8计算dq坐标轴上的电压指令Vq*使得减法器6b的电流偏差为零。作为d轴电压控制器7的输出的电压指令Vd*和q轴电流控制器8的输出被输出到dq逆转换器9。
[0073]dq逆转换器9为将dq坐标(磁通轴一磁通轴正交轴)系的电压指令Vd*、Vq*转换到三相交流坐标系上的电路。dq逆转换器9基于输入的电压指令Vd*、Vq*和位置推算器15的输出Θ dc，转换到三相交流坐标系的控制信号Vu*、Vv*、Vw*。dq逆转换器9向PWM发生器10输出转换结果。
[0074]PWM发生器10输出作为逆变器主电路32的开关动作的基准的PWM (Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号。PWM发生器10中，基于三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*，产生作为PWM波形的PVu、PVv, PVw。并且，其输出通过作为本实施例的特征部分的脉冲移位器17输入到输出前置驱动器33和采样/保持电路14a、14b。
[0075]电流再现器11为接收作为从逆变器主电路部32向单电流检测器35的输出的IO信号并再现U相、V相、W相的各电流的电路。再现的各相电流(Iuc、Ivc、Iwc)向dq转换器12输出。
[0076]dq转换器12将作为电动机的相电流的再现值的Iuc、Ivc、Iwc转换成作为旋转坐标轴的dq坐标上的Id、Iq。该转换后的Id和Iq在减法器6a、6b中用于与电流指令Id*和电流指令Iq*的偏差计算。[0077]中性点电位放大器13检测作为假想中性点电路34的输出的假想中性点电位Vnc与永磁电动机4的三相绕组连接点电位Vn之差(以下称为中性点电位VnO)并放大的电路。该中性点电位放大电路13的放大结果被输入到采样/保持电路14b中。
[0078]采样/保持电路14b为用于对中性点电位放大器13的模拟信号输出进行采样(量化)的A-D转换器。采样/保持电路14b与作为PWM发生器10的输出的PWM脉冲同步地采样该VnO。采样/保持电路14b将该采样的结果(VnOh)作为数字信号向位置推算器15输出。
[0079]位置推算器15基于由采样/保持电路14b采样的中性点电位，计算永磁电动机4的转子位置(相位角)Gd的推算值0dc。该推算结果向速度运算器16、dq转换器12和dq逆转换器9输出。
[0080]速度运算器16为根据转子位置的推算值Θ dc计算永磁电动机的转速的电路。该推算的转速ω I向Iq*发生器I输出，用于与磁通轴正交的的轴的电流控制。
[0081]直流电源31为向逆变器3提供电流的直流电源。
[0082]逆变器主电路部32为由6个开关元件Sup?Swn构成的逆变器电路。
[0083]输出前置驱动器33为直接驱动逆变器主电路部32的驱动器。
[0084]假想中性点电路34为对逆变器主电路部32的输出电压输出假想中性点电位的电路。
[0085]单电流检测器35为检测向逆变器主电路部32供给的电流IO的电流检测器。
[0086]接着,针对该电动机驱动系统的基本动作进行说明。
[0087]本发明以矢量控制技术为基础，矢量控制技术作为将交流电机的同步电动机的转矩线性化的方法广为人知。
[0088]矢量控制技术的原理是在以电动机的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上独立地控制产生转矩的电流Iq和产生磁通的电流Id的方法。图1中的d轴电流控制器
7、q轴电流控制器8、dq逆转换器9、dq转换器12等是用以实现该矢量控制技术的主要部分。
[0089]在图1的电动机驱动系统中，在Iq*发生器I中计算与转矩电流相应的电流指令Iq*，进行电流控制使得电流指令Iq*与PM电动机4的实际转矩电流Iq —致。
[0090]如果在非凸极型的永磁电动机中，电流指令Id*通常赋以“零”。另一方面，在凸极构造的永磁电动机或弱磁控制中也存在赋以负指令作为电流指令Id*的情况。
[0091 ] 此外，永磁电动机的电流检测优选直接检测从逆变器提供到永磁电动机的相电流，但在小型的永磁电动机的电流检测中采用检测直流电流并在控制器内部计算再现相电流的方法的情况较多。此处的从直流电流IO计算再现相电流的方法为已知的技术，而且并非本发明的主要部分，故省略。
[0092]接着，针对作为本发明的特征部分的中性点电位放大器13、采样/保持电路14b、位置推算器15、脉冲移位器17的动作原理进行说明。
[0093]永磁电动机4的中性点电位VnO在电动机的转子位置的影响下其电位发生变化。本发明的基础原理为应用该原理从中性点电位的变化逆推算转子位置。
[0094]首先针对中性点电位变化的原理进行说明。
[0095]逆变器3各相的输出电位由逆变器主电路32的上侧开关(Sup、Svp, Swp)或者下侧开关(Sun、SVn、Swn)的接通/断开状态决定。这些开关必然为每相中上侧或下侧的其中之一方为接通而另一方为断开的状态。因此，逆变器3的输出电压共有8种开关模式。
[0096]图2 (a)为表示逆变器输出电压的开关状态的矢量图。该图(b)为表示转子位置(相位)Θ d与电压矢量的关系的矢量图。
[0097]各矢量给予类似V (1，0，0)的名称。这些矢量标记的记载意为将上侧开关为接通的状态表现为“ I ”，将下侧开关为接通的状态表现为“O”。此外，括号内的数字串以“U相、V相、W相”的顺序表示开关状态。逆变器输出电压表现为包含2个零矢量的8个矢量。通过它们的组合向永磁电动机4提供正弦波状的电流。
[0098]以永磁电动机4的转子位置的基准为U相方向，如图2 (b)定义转子位置(相位)Θ do作为旋转坐标的dq坐标轴中，d轴方向与磁铁Φι?的方向一致,逆时针地旋转。
[0099]在Θ d = O度附近，感应电压Em为如图2 (b)所示的q轴方向。在该条件下，主要使用电压矢量V (1，0，1)和V (0，0，I)来驱动永磁电动机4。
[0100]图3 (a)中表示施加了电压矢量V (1，0，I)后的状态的永磁电动机4与假想中性点电路34的关系的示意图。该图(b)表示施加了电压矢量V (0，0，I)后的状态的永磁电动机4与假想中性点电路34的关系的示意图。
[0101]中性点电位VnO可通过下式计算。
[0102]如图3 (a)所示施加电压矢量V (1，0，1)时，
[0103]VnO= {Lv/(Lu//Lw+Lv) - (2/3)} XVDC......(I)
[0104]此外，如图3 (b)所示施加电压矢量V (0，0，1)时，
[0105]VnO= {(Lu//Lv) / (Lu//Lv+Lw) - (1/3)} XVDC......(2)
[0106]在此，Lu//Lv等标记表示电感Lu与Lv的并联电路的总电感值，具体来说为(Lu.Lv) / (Lu + Lv)等。
[0107]在以上各式中，如果三相各自的绕组电感(Lu、Lv、Lw)都相等，则中性点电位只有“零”。但由于实际的永磁电动机的受转子的永磁铁磁通的影响，电感中产生相当多的偏差。由于该电感的偏差，中性点电位发生变动。
[0108]图4是表示本实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。在此，三角波载波为用于将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的“大小”转换成脉冲宽度的基准信号，通过比较该三角波载波与三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系，可生成PWM脉冲。在图4中可见在各电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波的大小关系发生变化的点上该图(a)的PWM脉冲的上升/下降变化的情况。
[0109]在专利文献4中，根据图4 Ca)的波形检测中性点电位VnO。此时产生如图27所示的检测误差的问题，对此已经加以说明。
[0110]在本实施例中，为了解决该问题，导入脉冲移位器17，对PWM脉冲PVu、PVv、PVw加以修正。具体来说，在各相中配备计时器和计数器，通过独立地延迟各相的PWM波形，可实现脉冲移位。进行脉冲移位后的波形分别作为PVul、PVvl、PVwl在图4 (b)中表示。
[0111]可知通过PWM脉冲的移位，电压矢量V (1，0，I)和V (0，0，I)的输出期间增加。对于这些移位量的设定，对各电压矢量(在此为V (1，0，1)和V (0，0，I))的输出期间设置最小限制值，不超过该最小值即可。作为该最小限制值，如果如图4 (e)所示设定为中性点电压的减幅振荡充分收敛的时间宽度，就能够进行没有检测误差的中性点电位的采样。[0112]此外，从图4(c)的电压矢量中可清楚地看出，输出了之前未使用的电压矢量V(0，I，O )和V( I，I，O )。虽然最少施加两种电压矢量即可进行转子的位置推算，但通过增加施加的电压矢量的种类，能够增加中性点电位的观测值，因此使更高精度的位置检测变得可能。此外，对这些新的电压矢量也可以设置最小限制值来确保输出期间。
[0113]这样，作为逆变器的脉冲宽度调制动作，使两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至固定的时间宽度(最小限制值)以内。此外，参考图6如下所述，也可仅使一相的输出电压脉冲在时间上移位。这些脉冲移位的方法中，不改变各相的输出电压脉冲宽度地在时间上移位。
[0114]作为脉冲移位的结果，从第一零矢量V (0，0，0)经过第二零矢量V (1，1，1)再次返回第一零矢量之间，输出了四种电压脉冲，其动作与图27所示的专利文献4的方式有较大差异。
[0115]此外，当观测各相的开关动作时，可知:三相各自的脉冲依次从接通转移到断开后，再次从断开变化到接通状态，但该变化的顺序在进行脉冲移位的前后不同。即，图4(a)所示的PWM波形中，
[0116]如PVv断开一PVu断开一PVw断开一PVw接通一PVu接通一PVv接通所示,按照与断开的顺序相反的顺序来接通。相对地，进行了脉冲移位后的波形中，
[0117]如PVv断开一PVu断开一PVw断开一PVv接通一PVu接通一PVw接通所示的按照断开的顺序来接通的特征。通过脉冲移位产生这样的脉冲序列，能够将电压矢量的数目增加到四种。
[0118]图5中定义了零以外的六种电压矢量、此时观测到的中性点电位的名称。如图4所示进行了脉冲移位后，中性点电位中能够可靠地检测出VnB和VnC，通过进一步地增加脉冲移位量，VnE和VnF的值也能够观测。
[0119]总结基于该脉冲移位的效果如下所述。
[0120]第一，由于可检测中性点电位的电压矢量V (1，0，1)和V (0，0，1)的输出期间变长，能够如图4 (e)所示避开减幅振荡进行无误差的检测。第二，作为电压矢量施加了新的种类的矢量V (0，1，0)和V (1，1，0)，通过检测此时的中性点电位，能够以更高的精度推算转子位置信息。第三，通过脉冲移位，各相电压的平均电压不发生变化，并且不增加开关次数，因此不会产生对电动机的控制性能的影响或增加逆变器的开关损耗。
[0121]因此，使用基于本实施方式的同步电动机控制系统，能够实现以往难以实现的极低速度下的无位置传感器驱动。
[0122](第二实施方式)
[0123]接着针对本发明的第二实施方式进行说明。
[0124]第一实施方式中，为了检测VnO，通过导入脉冲移位器17并使PWM脉冲波移位，来延长零矢量以外的电压矢量的输出期间，并且能够新输出原PWM波形中不包含的两种矢量，由此提高位置推算精度。
[0125]在第一实施方式的例子中，在原来的电压矢量V (0,0,1)> V (1，0，1)的基础上新施加了 V (I, I,O),V (0，1，0)。此处，从图 2 (a)可知 V (0，0，1)与 V (1，1，0)以及 V (I,0，1)与V (0，1，0)分别为相反方向的矢量。不仅像这样增加相反方向的矢量，如果还增加如V (1，0，O)等脉冲移位前的PWM中不包含的方向的电压矢量，产生探索转子位置的效果，能够进一步地提高转子位置信息的精度。例如在专利文献4中公开了通过强制的开关动作来施加这样的电压矢量的方法。通过本实施方式可在不改变开关次数下进行这样的电压矢量的施加。
[0126]图6中表示在原来的电压矢量V (0，0，1)、V (1，0，I)的基础上新施加了 V (1,0,O)后的脉冲移位的结果。与第一实施方式不同的是，仅为一相的脉冲移位，该移位量不同。所需的移位量也根据原来的PWM波形的条件(占空比)而改变。
[0127]如上所述，在不改变控制结构下，通过调整脉冲移位量，能够改变施加给电动机的电压脉冲的种类，能够进行更高精度的位置推算。
[0128](第三实施方式)
[0129]接着针对本发明的第三实施方式利用图7进行说明。
[0130]第一、第二实施方式中展示了通过导入脉冲移位器17可将施加到电动机的电压矢量从两种增加到三种或四种。这些实施方式中，所有三相的开关都是以与三角波载波相同的频率下进行开关。相对地，在第三实施方式中，针对三相的开关频率不同的情况(两相开关)的例子进行说明。
[0131]图7 (a)中表示利用三角波载波的两相开关方式。可知与图4不同，三相电压指令Vu*、Vv*, Vw*接近三角波载波的上波峰。在该例子中，三相电压指令中最大值的Vw*与三角波载波的上波峰值一致。这样通过对所有的电压指令设置相同的偏置值，能够在不改变线间电压的关系下，减少一个相(在该条件下为W相)的开关次数。在图7的条件中，W相完全不进行开关，持续上侧的开关(图1的Swp)为接通的状态。停止哪个相的开关由三相电压指令的大小关系决定，结果上与图4的PWM方式相比，开关次数变成1/3，能够降低逆变器的开关损耗。
[0132]两相开关的特征为重复使用相同的矢量作为零矢量。图7中,在第二零矢量V( I,1，I)之间输出V (1，0，1)、V (0，0，1)，通过进一步地进行脉冲移位，从该图(e)的的电压矢量中清楚地看到可输出新的电压矢量V(0，1，I)。其结果是，可检测的中性点电位能够在脉冲移位前的VnB、VnC的基础上增加VnD，增多到三种。
[0133]这样，通过本实施方式，能够在逆变器损耗较少的两相开关中增加电压矢量的种类，因此能够发挥探索转子位置的效果，实现高效率系统中的位置推算精度的提高。
[0134](第四实施方式)
[0135]接着针对本发明的第四实施方式利用图8?10进行说明。
[0136]实施方式I?3中都通过脉冲移位器17偏移PWM脉冲波形的相位，延迟零以外的电压矢量的期间，或者增加电压矢量的种类。
[0137]脉冲移位可如上所述通过计时器和计数器等硬件逻辑简单地实现，但通过修正三相电压指令也能够实现与其相同的效果。在本实施方式中针对该方式进行说明。
[0138]图8表示控制器2B的结构图。在图中，部件编号5?16为与实施例1中的控制器2 (图1)的部件为相同的部件。与图1不同的点是删除了脉冲移位器17而替代地增加了电压补偿器18的点。
[0139]在该电压补偿器18中，对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行补偿动作，生成新的电压指令Vu**、Vv林、Vw**，在PWM发生器10中基于这些值进行PWM动作。
[0140]电压补偿器18的结构如图9所示。如图所示，电压补偿器18由加法器6c?6e、补偿量运算器181构成，对原来的三相电压指令分别加上补偿量O、AV、- AV中的任一个。图10中表示电压补偿的情况。可知在无补偿的情况下，输出脉冲宽度窄的电压矢量V (I,0，1)和V (0，0，1)，通过进行电压补偿，三相电压指令被修正，在电压矢量V (1，0，1)和V(0，0，I)的基础上，新输出了 V (0，1，0)和V (1,1,0)ο电压补偿量需要在三角波载波的每个半周期上进行切换，通过进行这样的补偿动作，能够获得与实施方式I~3完全相同的效果O
[0141]根据本实施方式，通过电压指令的修正，能够实现脉冲移位，能够利用具备PWM功能的通用微机来实现。
[0142](第五实施方式)
[0143]接着针对本发明的第五实施方式利用图11~15进行说明。
[0144]实施方式I~4中，通过修正PWM脉冲，增加施加到电动机的电压矢量的种类，提高位置检测精度，这些实施方式能够提高位置推算精度。但是，使位置检测精度进一步增高的方式作为新的第五实施方式进行说明。
[0145]图11和图12为位置推算器15C和位置推算器15D的结构图。通过使用这些位置推算器作为图1的控制器2或图8的控制器2Β内的位置推算器15的替代来实现第五实施方式。
[0146]图11的位置推算器15C由切换开关154、存储器155、位置运算器157构成。此外，图12的位置推算器15D由切换开关154D、存储器155D、位置运算器157D构成。图11与图12的区别是由保存两个(图11)还是保存四个(图14)作为中性点电位的保持值VnOh的值的区别所带来的。进行位置推算最少只需两个值，所以图11为最低所需的结构。如之前的实施方式所述，如果在不改变开关次数地增加电压矢量，则能够施加三种或四种电压矢量，这种情况下可利用图12的`结构来保存中性点电位。在使用三个中性点电位的情况下，不使用图12的四个存储器中的一个即可。
[0147]位置推算器15C、D中，通过开关154 (154D)切换中性点电位量化后的值VnOh，并保存在存储器中，使得可知其为哪个电压矢量时的值。基于这些存储器的值，在位置运算器157 (157D)中进行电动机4的转子位置Θ d的计算。
[0148]接着，针对位置运算器157 (157D)中的具体的计算方法进行说明。
[0149]首先说明转子位置Θ d与中性点电位Vn的关系。如(1)、(2)式所示，中性点电位Vn是由于各相的电感Lu、Lv、Lw的值在磁铁磁通的影响下因磁饱和而发生变化从而产生的。在此，令电感根据下述假设发生变化。
[0150]Lu=LO - Kf.|Φιι|
[0151]Lv=LO - Kf.Φ V
[0152]Lw=LO - Kf.|C>w|......(3)
[0153]在上式中，LO为非饱和时的电感，Φιι、Φν、Ow为各相的磁通量，Kf为系数。如
(3)式所示，通过表现电感，可表现与磁通量相应的电感变化。此外，各相的磁通量可如下表
/Jn ο
[0154]Φιι=Φπι.cos ( Θ d) + Φ i.cos ( Θ i)
[0155]Φ ν=Φπι.cos ( θ d - 2 Ji /3) +Φ i.cos (θ?-2π/3)
[0156]CjW=Om.cos ( θ d+2 Ji /3) +Φ i.cos ( θ i+2 Ji /3)......(4)[0157]在上式中，Φηι为永磁铁磁通，Θ d为d轴相位，Φ?为因电流产生的磁通，Qi为电流相位。将(4)式代入(3)式，如(I)、(2)式计算各电压矢量中的中性点电位的变化，结果如图13所示。并且为了简化，以在(4)式中的Φ?为零来计算。
[0158]如图13所示，可知各电压矢量的中性点电位VnA~VnF分别依赖于转子位置Θ d而变化。可知一个电压矢量中的中性点电位不能确定相位(转子位置)Θ d，最少只需两个则可确定相位。但由于相对于转子相位的一个周期，中性点电位以两倍周期变化，因此位置推算范围为±90度的范围，这在原理上是不可避免的。
[0159]说明根据这样的中性点电位的变化确定转子位置0d的方法。
[0160]在图13中，中性点电位在各电压矢量中呈现复杂的变化，但如果反转六种中性点电位中VnB、VnD、VnF的符号，则获得如图14所示的波形。从这些波形可见，成有对称性的三相交流波形。活用该三相对称特征，进行转子位置的位置推算。
[0161]考虑对三相交流量Xu、Xv、Xw进行三相/ 二相转换(α β转换)。三相/ 二相转换式可如下 表示。
[0162]Xa= (2/3).{Xu - (1/2).Xv - (1/2).Xw}
[0163]Xb= (2/3).{( V (3)/2).Xv - ( V (3)/2).Xw}......(5)
[0164]例如，在得到三个中性点电位VnA、VnB、VnC的情况下，根据图14，有
[0165]Xu=XnA, Xv= - VnB, Xw=Vnc......(6)
[0166]代入式(5)中，导出Xa和Xb。根据该结果，有
[0167]Θ dc= (1/2)arctan(Xb/Xa)......(7)
[0168]求出Θ d的计算值Θ dc即可。此外，式(7)中的“arctan”是指反正切函数。
[0169]此外，在仅使用两个中性点电位的情况下，与三相交流同样地通过计算求出一相即可。例如，式(6)中未使用VnA的情况下，作为
[0170]Xv= - VnB, Xw=Vnc
[0171]Xu= - (Xv+Xw) =VnB - VnC......(8)
[0172]来求取。图15为利用式(8)和式(7)计算相位角Qdc的结果。可知能够大致正确地计算转子位置ed。但略为曲线的变化，如果预先准备数据表，则能够对其进行修正。
[0173]此外，使用四个中性点电位(例如VnB、VnC、VnE、VnF)的情况下，作为
[0174]Xv= ( - VnB+VnE) /2
[0175]Xw= (VnC - VnF) /2
[0176]Xu= - (Xv+Xw)......(9)
[0177]来求取即可。在上式中，Xv和Xw为求取平均值。实际的检测数据在一点上对中性点电位作为某一瞬间时刻的值来采用，容易受到检测误差的影响。对此，通过这样使用不同电压矢量中检测出的值的评价值，能够排除检测误差的影响。由于通过平均化能够降低中性点电位的检测误差，能够期待检测精度的提高。
[0178]以上的计算在位置运算器157 (157D)内部进行，求出转子位置。其结果是实现了以往没有的、高精度的位置检测。此外，不需要专利文献4中用于位置推算的数据表，在哪个瞬间的PWM条件下也能够进行转子位置的推算。
[0179](第六实施方式)
[0180]接着，针对本发明的第六实施方式，利用图16~17进行说明。[0181]在实施方式5中详细地说明了位置推算的细节。此时，作为电动机内部的磁通，做出把因绕组电流而产生的磁通Φ?作为零的假定(式(4)中的Φ?作为零)，但实际上因电流流过而产生Φ?，各磁通量发生变化。本实施例实现了其对策。
[0182]图16中，控制器2Ε为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2Ε作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第六实施方式。
[0183]在图16中，部件编号5、6a、6b、7~17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图16的控制器2E中增加了加法器6f和相位补偿器19。
[0184]如上所述，使电流流过电动机并在位置推算器15中计算Θ dc后，因电流磁通的影响而产生误差。在图17中，细线所示的是在流过ld=0、Iq= 100%的电流的条件下进行相位计算的例子。例如，实际的Θ d为零度时，Θ dc为约30度。然而，由于该相位的偏差依赖于电流值，如果通过导入相位补偿器19，根据电流指令Id*、Iq*预先准备补偿相位δ 0i作为数据表，则能够进行校正。或者，也可以作为Id*、Iq*的函数来计算δ Θ i。通过相位补偿器19输出δ 0i，通过加法器6f将其相加到上0dc，由此能够补偿相位的偏差。其结果在图17中以粗线表不。
[0185]这样，能够通过简单的补偿逻辑修正电流磁通带来的影响。并且，相位补偿量的计算中不仅可使用电流指令，也可只用电流的检测值，根据条件不同使用转矩指令或转矩检测值也无妨。[0186](第七实施方式)
[0187]接着，针对本发明的第七实施方式利用图18~20进行说明。
[0188]到此为止的实施方式的说明中，公开了利用电动机的中性点电位的转子位置的推算方法。而在实际的同步电动机驱动系统中，由于需要控制电动机的转矩和转数，因此除了转子位置信息以外还需要电动机的电流信息。
[0189]电动机的电流信息一般来说通过安装的三相绕组上的电流检测器检测，但为了装置的小型化、低成本化、高可靠化，有不进行相电流的检测而从直流母线上配备的单电流检测器35 (图1)检测的方法。
[0190]单电流检测器35中，由于瞬间地流过电动机的相电流，通过预先编写采样的时刻能够检测电动机的相电流。在这些电流检测中，电压矢量的施加期间是重要的。
[0191]在第I~6的实施方式中，以分别配备独立的采样/保持电路(AD转换器)来实施这些电流检测与位置推算的中性点电位检测为前提，但根据实现控制器的控制器件的不同，绝大部分对采样/保持制约或者限制AD转换器的数目。
[0192]本实施方式中，以一个采样/保持电路(AD转换器也是一个)为前提，针对交替地实施电流检测与中性点电位检测的方式进行说明。
[0193]在图18中，控制器2F为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2F作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第七实施方式。
[0194]在图18中，部件编号5~13、7~17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图18的控制器2F中新增加了模拟检测器20。
[0195]模拟检测器20的结构如图19所示。在图中，模拟检测器20由模拟开关201、采样/保持电路14c、AD转换器202、开关203构成。作为实现控制器2F的微机例如假定分别只有一个AD转换器和一个采样/保持电路。[0196]将流过单电流检测器35的电流IO和中性点电位VnO输入到开关201中，选择其中之一，进行采样/保持，在AD转换器202中进行量化。将该结果分别输出到电流再现器11或者位置推算器15。上述电流IO和中性点电位VnO的处理在时间序列上交替地进行。例如如图20所示，可按每一个三角波载波周期交替地重复电流IO的检测、中性点电位VnO的检测。此外，也可根据各自的控制系统的设定应答时间改变其切换比例。
[0197]此外，作为实际的微机功能，在载波的半周期内在不同的时刻上两次检测模拟值是十分困难的。在该情况下，存在同时使用多个采样/保持电路或AD转换器的情况。因此，使用多个采样/保持电路和AD转换器作为交替地分配到电流检测和位置信息的检测的方式也无妨。
[0198]这样，通过使用本发明的第七实施方式，即使在功能有限制的微机中也能够兼顾电流控制和位置推算，能够实现更低成本且精度高的同步电动机驱动系统。
[0199](第八实施方式)
[0200]接着，针对本发明第八实施方式利用图21进行说明。
[0201]本发明利用电动机的中性点电位进行位置推算，由此能够从零速度开始进行无位置传感器驱动。在高速驱动中该利用中性点电位的方式从原理上也能够实现。但随着速度的增加，在中性点电位中有产生谐波成分的可能，而担心由此导致的位置推算误差。根据电动机的构造不同，存在中性点电位的速度电动势中包含大量谐波的情况。在这样的电动机的情况下，限定在高速范围中导入以往利用速度感应电压的方法能够实现推算误差较少的无位置传感器驱动。本实施方式将其实现。
[0202]在图21中，控制器2G为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2G作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第八实施方式。
[0203]在图21中，部件编号5?17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图21的控制器2G中新增加了中高速位置推算器21和推算相位切换开关22。
[0204]中高速位置推算器21中，基于作为对电动机4的电压指令的Vd*、Vq*以及作为电流检测值的Id、Iq，从电动机4的常数(电感或绕组电阻)推算转子位置0d。其具体的方法现在已有较多公布，任一方法都可以适用。在推算相位切换开关22中，根据速度切换来自中高速位置推算器21的输出0dc2和根据中性点电位计算的相位0dc。通过如图所示利用开关切换两者，能够将位置推算算法在低速时变更为基于中性点电位的方式，在中高速时变更为基于感应电压的方式。此外，也可不像图所示那样利用开关切换，而是对Qdc和Θ dc2赋以权重来平缓地切换。
[0205]如上所述,通过本实施方式,在横跨低速范围到中高速范围的大范围中能够以高精度检测转子位置，实现稳定的同步电动机的驱动系统。
[0206](第九实施方式)
[0207]接着针对本发明的第九实施方式进行说明。
[0208]图22是本实施方式的同步电动机驱动系统的实际图。在该图中，同步电动机驱动系统23作为一个系统封装在电动机4的内部。通过这样一体化,能够消除电动机与逆变器之间的布线。如图23所示，一体化的驱动系统的布线仅有到逆变器3的电源线和返回转数指令或动作状态等的通信线。
[0209]在本发明中，虽然需要引出电动机4的中性点电位，但通过这样将电动机与驱动电路部分一体化，中性点电位的布线变得容易。此外，由于能够实现无位置传感器，一体化系统能够非常紧凑，能够实现小型化。
[0210](第十实施方式)
[0211]接着，针对本发明的第十实施方式进行说明。
[0212]图23是油压驱动系统，用于汽车内部的变速器油压或制动油压等。在图23中，部件编号23为图22中的同步电动机驱动系统，在电动机上安装了油泵24。通过油泵24控制油压回路50的油压。油压回路50由储存油的油箱51、使油压保持在设定值以下的安全阀52、切换油压回路的电磁阀53、作为油压致动器动作的油压缸54构成。
[0213]油泵24通过同步电动机驱动系统23产生油压，驱动作为油压传动装置的油压缸54。油压回路中由电磁阀53切换回路，由此油泵24的负载发生变化，对同步电动机驱动系统23产生负载扰动。油压回路中有施加相对于稳态的压力数倍以上的负载的情况下，存在电动机停止的情况。而基于本实施方式的同步电动机驱动系统即使在停止状态下也能够推算转子位置，不产生任何问题。由于以往的无传感器电动机在中高速范围之外难以适用，需要通过安全阀52释放成为电动机的极大负载的油压，而通过本实施方式，能够如图24所示除去安全阀52。即，在没有作为用于避免对电动机的过大负载的机械的保护装置的安全阀下，能够进行油压的控制。[0214](第^^一实施方式)
[0215]接着，针对本发明的第十一实施方式进行说明。
[0216]图25是家庭用空调或商用空调的空调系统，表示了其室外机60。空调系统的室外机60包括以上说明的同步电动机驱动系统(部件编号I~4)，由压缩机61和风扇等部件构成。其中，压缩机的动力源为电动机，内置在压缩机内部。
[0217]空调系统每年效率都在提高，需要在稳定状态下以极低速驱动，达到节能。然而，以往的无传感器驱动中，由于被限制在中高速范围，难以实现极低速下的驱动。通过利用基于本实施方式的同步电动机驱动系统，能够实现从零速度开始的正弦波驱动，因此能够实现空调机的闻效率化(节能化)。
[0218](第十二实施方式)
[0219]最后针对本发明的第十二实施方式进行说明。
[0220]图26是利用电动机的定位装置，表示了其整体模块结构。在图26中，定位装置70作为电动机4的负载而连接。Iq*发生器IH在此作为速度控制器起作用。此外，速度指令ωr*作为上级控制模块的位置控制器71的输出而被提供。减法器6g中进行与实际速度的比较，计算Iq*使得其偏差为零。定位装置70例如为利用滚珠螺杆等的装置，由位置控制器71进行调整，以将位置控制在规定的位置Θ*上。作为位置传感器，定位装置70上并不安装，而是原样使用控制器2中的位置推算值0dc。由此，不需要在定位装置中安装位置传感器而能够进行位置控制。
[0221]以上对本发明的实施方式具体地进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离其主旨的范围内可进行各种变更而无需明言。
[0222]举其一例为，本发明中以检测永磁电动机4的三相绕组连接点电位Vn为大前提。在上述的说明中，为了易于检测中性点电位而导入假想中性点电路34用以生成基准电位，并导出其与三相绕组连接点电位Vn之差。但只要能够检测永磁电动机4的三相绕组的连接点电位，基准电位在任意电位都无妨。例如，可把直流电源31平均分压后的电位作为基准，或者将直流电源的接地侧作为基准电位。此时通过减去偏置量可获得同样的结果。
[0223]产业上的可利用性
[0224]如上所述，本发明是用于构建以无位置传感器为前提的电动机驱动系统的技术。该电动机的适用范围以风扇、泵(油压泵、水泵)、压缩机、旋转电机、采暖和制冷机器、盘片驱动器等旋转速度控制为代表，也可作为工作机械、生产机器中的定位用途加以利用。
[0225]符号说明
[0226]I……Iq*发生器，2……控制器，3……逆变器，4……永磁电动机，5……Id*发
生器，6a、6b......减法器,7......d轴电流控制器,8......q轴电流控制器,9......dq逆转换
器，10……PWM发生器，11……电流再现器，12……dq转换器，13……中性点电位放大器，14a、14b……采样/保持电路，15……位置推算器，16……速度运算器，17……脉冲移位器，31……直流电源，32……逆变器主电路，33……输出前置驱动器，34……假想中性点电路，35……单电流检测器。
【权利要求】
1.一种同步电动机驱动系统，其包括:输出连续正弦波状的交流电流的逆变器；与所述逆变器连接的三相同步电动机；和控制器，其基于所述三相同步电动机的中性点电位来检测转子位置信息，对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器，该同步电动机驱动系统的特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，在从各相的开关状态为全负或全正的零矢量状态开始进行开关动作，直到成为原来的零矢量状态为止的载波周期中，使各相的开关动作的时刻错开，由此，生成所述零矢量状态之外的三种或四种开关状态，对该三种或四种开关状态中的至少两种开关状态下的所述中性点电位进行采样， 所述控制器基于所述采样值来推算所述三相同步电动机的转子位置。
2.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 所述载波周期内的各相开关动作从第一所述零矢量状态开始，逐相依次地转移到正的开关状态，转移到第二所述零矢量状态之后，从转移到正的开关状态的相开始依次转移到负的开关状态，由此，在所述载波周期内生成四种开关状态，并再次转移到原来的所述第一零矢量。
3.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，设置三相中任一相始终保持正或者始终保持负的状态的期间，在该期间中利用剩余的两相进行脉冲宽度调制，使这两相的开关动作的时刻错开，由此，生成所述零矢量之外的三种开关状态，对该三种开关状态中的至少两种开关状态下的所述中性点电位进行采样。
4.如权利要求1~3中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 作为所述载波周期内的开关状态，对所述零矢量之外的三种或四种开关状态中的至少两种开关状态的期间设置最小限制值，并将该最小限制值设定为所述中性点电位的变化时的初始变动实质上收敛的期间以上。
5.如权利要求1~4中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 所述脉冲宽度调制的方式为计算对所述三相同步电动机施加的三相电压指令，并基于这些三相电压指令进行脉冲宽度调制动作的方式，在进行该脉冲宽度调制时，对所述三相电压指令施加电压补偿，使所述各相的开关动作的时刻错开。
6.如权利要求1~5中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 通过将所述中性点电位的至少两种以上的采样值作为三相交流信号来处理，推算所述转子位置。
7.如权利要求1~6中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 具备检测所述逆变器的直流母线电流的单元，对于该直流母线电流的采样，与对所述中性点电位进行采样的时刻同样地，在所述零矢量之外的开关状态下进行采样，对于所述中性点电位的采样和所述直流母线电流的采样，按每一个或每多个所述载波周期交替地执行，进行所述转子位置的推算，并检测所述直流母线电流，进行所述同步电动机的控制。
8.一种同步电动机驱动系统，其特征在于: 在所述同步电动机的包含停止状态的低速区域内，基于权利要求1~7中任一项所述的中性点电位的采样来推算转子位置，在所述同步电动机的中高速区域内，基于所述同步电动机的感应电压推算转子位置。
9.如权利要求1~8中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 将所述同步电动机、所述逆变器和所述控制器一体化，将所述逆变器和所述控制器的电源线、以及所述控制器的信号线引出到外部。
10.一种泵驱动系统，其特征在于: 具备水泵或油压泵作为权利要求1~9中任一项所述的同步电动机的负载。
11.一种压缩机驱动系统，其特征在于: 具备压缩机作为权利要求1~9中任一项所述的同步电动机的负载。
12.一种定位系统，其特征在于: 利用权利要求1~9中任一项所述的同步电动机来移动物体并控制该物体的位置。
13.一种同步电动机驱动系统，其包括:输出连续正弦波状的交流电流的逆变器；与所述逆变器连接的三相同步电动机；和控制器，其基于所述三相同步电动机的中性点电位来检测转子位置信息，对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器，该同步电动机驱动系统的特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，使一相或者两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至规定的时间宽度以内。
14.如权利要求13所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 不改变各相的输出电压脉冲宽度地使各相的输出电压脉冲在时间上移位。
15.如权利要求13或14所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 使三相中的两相的输出电压脉冲在时间上移位。
16.如权利要求13或14所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 使三相中的一相的输出电压脉冲在时间上移位。
17.如权利要求13~16中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 具备通过三角波载波与三相电压指令的比较来产生PWM脉冲的PWM脉冲产生部， 通过对所述三相电压指令按所述三角波载波的每半周期在反方向施加偏置，来使输出电压脉冲移位。
【文档编号】H02P27/04GK103534929SQ201180070911
【公开日】2014年1月22日 申请日期:2011年5月13日 优先权日:2011年5月13日
【发明者】岩路善尚, 青柳滋久, 高畑良一, 户张和明 申请人:株式会社日立制作所
【专利摘要】针对永磁电动机的转数、转矩控制，提供一种使用逆变器以基于所需最少的开关次数的理想正弦波状电流来驱动，且可从零速度附近的极低速范围开始驱动的无位置传感器驱动方式。与逆变器的PWM波形同步地检测永磁电动机4的中性点电位。从该中性点电位的变动中推算永磁电动机4的转子位置。在检测中性点电位时，通过将PWM波形的各相的时刻错开，来生成三种或四种逆变器输出电压不为零矢量的开关状态，对其中至少两种开关状态中的中性点电位进行采样，推算三相同步电动机的转子位置。
【专利说明】同步电动机的驱动系统
【技术领域】
[0001]本发明涉及电动机驱动装置，例如风扇、泵、压缩机、旋转电机等旋转速度控制、或者输送机或工作机械中定位的装置，以及如电动助力等在控制转矩的用途中利用的同步电机的驱动系统。
【背景技术】
[0002]在工业、家电、汽车等各种领域中广泛使用小型、高效率的永磁电动机(三相同步电动机)。
[0003]然而，为了驱动永磁电动机需要电动机转子的位置信息，需要为此而设的位置传感器。近年来，广泛地普及了取消该位置传感器而进行永磁电动机的转数或转矩控制的无传感器控制。
[0004]通过无传感器控制的实用化，实现了位置传感器所需费用(传感器自身的成本、传感器布线所需的成本等)的削减、装置的小型化。此外，通过不需要传感器，具有能在恶劣环境下使用等优点。
[0005]当前，永磁电动机的无传感器控制采用直接检测永磁电动机转子旋转产生的感应电压(速度电动势)作为转子的位置信息进行永磁电动机驱动的方法和根据对象电动机的数学模型来推算转子位置的位置推算技术等。
[0006]这些无传感器控制中存在较大的问题。其为低速运转时的位置检测方法。当前实用化的大多数无传感器控制基于永磁电动机产生的感应电压。因此，在感应电压较小的停止、低速范围中灵敏度降低，存在位置信息被淹没在噪声中的可能性。针对该问题提出了各种解决方法。
[0007]专利文献I中记载的发明是向永磁电动机输入高频波，根据此时产生的电流检测转子位置的方法。对永磁电动机的转子要求为凸极性，通过由该凸极构造引起的电流高次谐波的影响，使位置检测变得可能。
[0008]专利文献2中记载的发明检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。虽然需要从定子绕组中性点引线的工作，但与下述专利文献3相比，即使在对三相同时通电的状态下也能够获得位置信息，因此能够以正弦波电流理想地驱动永磁电动机。
[0009]专利文献3中记载的发明为如下驱动方法:从电动机的三相定子绕组中选择两相来通电，以120度通电方式为基础，基于非通电相中产生的电动势(并非随速度产生的电动势，而是电感不平衡导致的电动势)检测转子位置。该方式中，由于利用根据位置产生的电动势，即使在完全停止状态下也能够获取位置信息。
[0010]专利文献4中记载的发明与专利文献2中记载的方法同样地检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。此时，通过与逆变器的PWM (脉冲宽度调制)波同步地检测中性点电位，与专利文献3同样地能够检测出电感不平衡导致的电动势，作为结果能够获得转子的位置信息。专利文献4的方法中能够使驱动波形为理想的正弦波电流。
[0011]已有技术文献
[0012]专利文献
[0013]专利文献1:日本特开平7-245981号公报
[0014]专利文献2:日本特开2000-232797号公报
[0015]专利文献3:日本特开2009-189176号公报
[0016]专利文献3:日本特开2010-74898号公报
【发明内容】
[0017]发明要解决的技术问题
[0018]但在专利文献I记载的发明中，电动机的转子构造需要为凸极性。无凸极性、凸极性少的电动机中位置检测灵敏度较低，位置推算变得困难。此外，为了高灵敏度地进行检测，需要增加输入的高频波成分，或者降低频率。其结果是成为旋转脉动或振动、噪声的原因，大幅地增加电动机的谐波损耗。
[0019]在专利文献2记载的发明中，利用中性点电位产生的三次谐波电压。因此转子构造不需要为凸极性，能够使驱动电路正弦波化。但由于该三次谐波的感应电压本身为随永磁电动机的旋转产生的速度电动势，因此无法获得低速度范围中的位置信息，无法进行零速度附近的驱动。
[0020]专利文献3的发明为观测三相绕组的非通电相中产生的电动势的方式，能够从停止状态开始驱动电动机，但存在驱动电流波形为120度通电(方波)的问题。本来，以正弦波状的电流驱动永磁电动机对于旋转不匀的抑制和抑制谐波损耗更为有利，但在专利文献3的发明中不可能进行正弦波驱动。
[0021]专利文献4记载的发明与专利文献2中记载的方法同样地检测作为三相定子绕组的连接点的电位的“中性点电位”来获得位置信息。通过与从逆变器施加到电动机的脉冲电压同步地检测该中性点电位，能够获得依赖于转子位置的电位变化。专利文献4中，通过由通常的正弦波调制所得到的PWM (脉冲宽度调制)作为施加到电动机的电压，也能够获得位置信息。
[0022]本发明由于具有与专利文献4记载的发明相关的部分，故对细节进行说明。
[0023]图27表示专利文献4记载的PWM波形和此时的中性点电位波形。将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波比较，产生PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw。三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*虽然为正弦波状的波形，但在低速驱动时与三角波载波相比可看作足够低的频率，因此如图27所示在某个瞬间实质上可看作直流。PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw在各自不同的时刻重复接通/断开。该图(c)的电压矢量赋以V (0，0，1)的名称，这些下标(0，0，1)分别表示U、V、W相的开关状态。即，V (0，0，l)表示U相中PVu=0，V相中PVv=0，W相中PVw=l。在此，V (0，0，0)以及V (1，1，I)是对电动机施加的电压为零的零矢量。
[0024]如这些波形所示，通常的PWM波在第一零矢量V (0，0，0)和第二零矢量V (1,1,I)之间产生两种电压矢量 V (0，0，1)和 V (1,0, l)o SPdfV (0,0,0) - V (0,0,1) ^ V(1,0,1) ^ V (1,1,1) ^ V (1,0,1) ^ V (0,0,1) ^ V (0，0，0)作为一个周期来重复。对于在该零矢量之间使用的电压矢量，在三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系不变的期间中，使用同样的电压矢量。
[0025]在施加这些电压矢量之外的电压时，在中性点电位中产生与转子位置相应的电动势。专利文献4中记载了利用其推算转子位置的方法。
[0026]但如果使用该方法进行极低速时的中性点电位检测，有较多的实用上的问题。例如，在停止状态下的施加电压只能施加由电动机的绕组电阻产生的电压效果的大小，因此成为极微小的脉冲宽度的电压。在PWM波形的情况下，由于伴随逆变器的开关必然产生减幅振荡(ringing)(开关后的数IOOkHz?数MHz的振动)，实际的中性点电位为图27 Cf)的波形。由于微小的脉冲宽度中存在该减幅振荡导致的振动，作为中性点电位无法检测到为获得位置信息所需的值。为了防止这点，只能对脉冲宽度的最小值加以限制，其结果是极低速的驱动变得困难。此外，作为专利文献4记载的位置推算算法的问题，基本上必须依赖于表格数据。
[0027]此外，在专利文献4中，作为提高位置推算灵敏度的方式，同时公开了在施加零矢量的期间强制地施加位置推算用的电压脉冲的方式。虽然是与通常的PWM不同的方式，但通过该方式能够高灵敏度地进行位置推算。但由于与通常的PWM为完全不同的开关模式，因此产生了各种弊端。首先，由于增加了 PWM的开关次数，增加了逆变器的开关损耗。对于以高效率为优点的永磁电动机，增加了逆变器的损失，成为一大缺点。其次，由于需要特殊的PWM，无法使用通用微机中具备的PWM功能，因此需要专用的控制器。因此成为成本上升和装置大型化的原因。
[0028]本发明的目的在于，提供从零速度附近的极低速范围开始能够通过正弦波状的电流驱动的同步电动机驱动系统。
[0029]本发明的其它目的在于，提供不增加开关次数也能够高效率地驱动永磁电动机的同步电机驱动系统。
[0030]用于解决技术问题的技术手段
[0031 ] 本发明的一种方式中，为一种从脉冲宽度调制逆变器向三相同步电动机供电，并基于同步电动机的中性点电位推算转子位置来控制所述逆变器的同步电动机驱动系统，其特征在于:在上述逆变器的脉冲宽度调制的一个周期的期间中，通过使各项的开关时刻错开，产生三种或四种逆变器输出电压不为零矢量的开关状态，对其中至少两种开关状态下的上述中性点电位进行采样，来推算上述三相同步电动机的转子位置。
[0032]本发明的另一种方式中，特征在于:作为上述逆变器的脉冲宽度调制动作，使一相或者两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至规定时间宽度以内。
[0033]发明的效果
[0034]根据本发明的实施方式的三相同步电动机的驱动系统，能够实现从零速度附近的极低速度范围开始的、基于正弦波状的电流的无传感器驱动。
[0035]此外，根据本发明的实施方式的三相同步电动机的驱动系统，能够提供不增加开关次数也能够高效率地驱动永磁电动机的同步电机驱动系统。
[0036]本发明其它目的和特征可通过下述实施例明了。
【专利附图】
【附图说明】[0037]图1是表示本发明第一实施方式的电动机驱动系统的结构的框图。
[0038]图2是表示逆变器输出电压的开关状态的矢量图。
[0039]图3是表示施加了电压矢量V后的状态的永磁电动机与假想中性点电路的关系的示意图。
[0040]图4是表示第一实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0041]图5是电压矢量和此时检测到的中性点电位的名称。
[0042]图6是表示第二实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0043]图7是表示第三实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0044]图8是表示第四实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0045]图9是表示第四实施方式的电动机驱动系统的电压补偿器的结构的框图。
[0046]图10是表示第四实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
[0047]图11是表示第五实施方式的电动机驱动系统的位置推算器的结构的框图。
[0048]图12是表示第五实施方式的电动机驱动系统的位置推算器的另一结构的框图。
[0049]图13是表示第五实施方式的中性点电位检测值VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF相对于转子位置Gd的变化的图。
[0050]图14是表示通过改变第五实施方式中的一部分中性点电位检测值的符号来看作三相交流的图。
[0051]图15是表示进行第五实施方式的位置推算后的结果的图。
[0052]图16是表示第六实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0053]图17是表示通过第六实施方式的电动机驱动系统进行位置推算后的结果的图。
[0054]图18是表示第七实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0055]图19是表示第七实施方式的电动机驱动系统的模拟检测部的结构的框图。
[0056]图20是示意性地表示交替地进行第七实施方式的电动机驱动系统的电流检测和中性点电位检测的情况的图。
[0057]图21是表示第八实施方式的电动机驱动系统的控制器的结构的框图。
[0058]图22是表示第九实施方式的一体型电动机驱动系统的结构的框图。
[0059]图23是表示第十实施方式的油压泵系统的结构的框图。
[0060]图24是表示在第十实施方式的油压泵系统中除去安全阀后的结构的框图。
[0061]图25是表示第十一实施方式的空调系统的结构的框图。
[0062]图26是表示第十二实施方式的定位控制系统的结构的框图。
[0063]图27是表示以往使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。
【具体实施方式】
[0064]以下利用【专利附图】
【附图说明】本发明的实施方式。[0065](第一实施方式)
[0066]图1是表不本发明第一实施方式的电动机驱动系统的结构的框图。
[0067]该电动机驱动系统以永磁电动机(三相同步电动机)4的驱动为目的。大致上，该电动机驱动系统包含Iq*发生器1、控制器2、逆变器3和作为驱动对象的永磁电动机4而构成，其中，逆变器3包含逆变器主电路32和单电流(one-shunt)检测器35。
[0068]Iq*发生器I是产生与电动机转矩相应的电流指令Iq*的电路。该Iq*发生器I是位于控制器2的上级的控制器。通常构成为:为了使永磁电动机4的转数为规定速度，而一边观测实际速度ω I 一边产生必要的电流指令Iq*。作为Iq*发生器I的输出的电流指令Iq*被输出到控制器2中的运算器6b中。
[0069]控制器2以使永磁电动机4产生与电流指令Iq*相当的转矩的方式动作。该控制器2由Id*发生器(d轴电流指令发生器)5、减法器6a、减法器6b、d轴电流控制器(IdACR)7、q轴电流控制器(IqACR) 8、dq逆转换器9、PWM发生器10、电流再现器ll、dq转换器12、中性点电位放大器13、采样/保持电路14a、14b、位置推算器15、速度运算器16、脉冲移位器17构成。
[0070]逆变器3除了上述的逆变器主电路32和单电流检测器35之外，还包含直流电源31、输出前置驱动器33、假想中性点电路34。
[0071]Id*发生器5产生与永磁电动机的励磁电流相当的d轴电流的电流指令Id*。该电流指令Id*向减法器6a输出。
[0072]减法器6a为求出作为Id*发生器5的输出的电流指令Id*与从逆变器主电路部32的输出导出并再现的dq转换器12的输出Id的偏差的减法器。另一方面，减法器6b为求出作为Iq*发生器I的输出的电流指令Iq*与从逆变器主电路部32的输出导出并再现的dq转换器12的输出Iq的偏差的减法器。d轴电路控制器(IdACR) 7计算dq坐标轴上的电压指令Vd*使得减法器6a的电流偏差为零。另一方面，q轴电路控制器(IqACR) 8计算dq坐标轴上的电压指令Vq*使得减法器6b的电流偏差为零。作为d轴电压控制器7的输出的电压指令Vd*和q轴电流控制器8的输出被输出到dq逆转换器9。
[0073]dq逆转换器9为将dq坐标(磁通轴一磁通轴正交轴)系的电压指令Vd*、Vq*转换到三相交流坐标系上的电路。dq逆转换器9基于输入的电压指令Vd*、Vq*和位置推算器15的输出Θ dc，转换到三相交流坐标系的控制信号Vu*、Vv*、Vw*。dq逆转换器9向PWM发生器10输出转换结果。
[0074]PWM发生器10输出作为逆变器主电路32的开关动作的基准的PWM (Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号。PWM发生器10中，基于三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*，产生作为PWM波形的PVu、PVv, PVw。并且，其输出通过作为本实施例的特征部分的脉冲移位器17输入到输出前置驱动器33和采样/保持电路14a、14b。
[0075]电流再现器11为接收作为从逆变器主电路部32向单电流检测器35的输出的IO信号并再现U相、V相、W相的各电流的电路。再现的各相电流(Iuc、Ivc、Iwc)向dq转换器12输出。
[0076]dq转换器12将作为电动机的相电流的再现值的Iuc、Ivc、Iwc转换成作为旋转坐标轴的dq坐标上的Id、Iq。该转换后的Id和Iq在减法器6a、6b中用于与电流指令Id*和电流指令Iq*的偏差计算。[0077]中性点电位放大器13检测作为假想中性点电路34的输出的假想中性点电位Vnc与永磁电动机4的三相绕组连接点电位Vn之差(以下称为中性点电位VnO)并放大的电路。该中性点电位放大电路13的放大结果被输入到采样/保持电路14b中。
[0078]采样/保持电路14b为用于对中性点电位放大器13的模拟信号输出进行采样(量化)的A-D转换器。采样/保持电路14b与作为PWM发生器10的输出的PWM脉冲同步地采样该VnO。采样/保持电路14b将该采样的结果(VnOh)作为数字信号向位置推算器15输出。
[0079]位置推算器15基于由采样/保持电路14b采样的中性点电位，计算永磁电动机4的转子位置(相位角)Gd的推算值0dc。该推算结果向速度运算器16、dq转换器12和dq逆转换器9输出。
[0080]速度运算器16为根据转子位置的推算值Θ dc计算永磁电动机的转速的电路。该推算的转速ω I向Iq*发生器I输出，用于与磁通轴正交的的轴的电流控制。
[0081]直流电源31为向逆变器3提供电流的直流电源。
[0082]逆变器主电路部32为由6个开关元件Sup?Swn构成的逆变器电路。
[0083]输出前置驱动器33为直接驱动逆变器主电路部32的驱动器。
[0084]假想中性点电路34为对逆变器主电路部32的输出电压输出假想中性点电位的电路。
[0085]单电流检测器35为检测向逆变器主电路部32供给的电流IO的电流检测器。
[0086]接着,针对该电动机驱动系统的基本动作进行说明。
[0087]本发明以矢量控制技术为基础，矢量控制技术作为将交流电机的同步电动机的转矩线性化的方法广为人知。
[0088]矢量控制技术的原理是在以电动机的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上独立地控制产生转矩的电流Iq和产生磁通的电流Id的方法。图1中的d轴电流控制器
7、q轴电流控制器8、dq逆转换器9、dq转换器12等是用以实现该矢量控制技术的主要部分。
[0089]在图1的电动机驱动系统中，在Iq*发生器I中计算与转矩电流相应的电流指令Iq*，进行电流控制使得电流指令Iq*与PM电动机4的实际转矩电流Iq —致。
[0090]如果在非凸极型的永磁电动机中，电流指令Id*通常赋以“零”。另一方面，在凸极构造的永磁电动机或弱磁控制中也存在赋以负指令作为电流指令Id*的情况。
[0091 ] 此外，永磁电动机的电流检测优选直接检测从逆变器提供到永磁电动机的相电流，但在小型的永磁电动机的电流检测中采用检测直流电流并在控制器内部计算再现相电流的方法的情况较多。此处的从直流电流IO计算再现相电流的方法为已知的技术，而且并非本发明的主要部分，故省略。
[0092]接着，针对作为本发明的特征部分的中性点电位放大器13、采样/保持电路14b、位置推算器15、脉冲移位器17的动作原理进行说明。
[0093]永磁电动机4的中性点电位VnO在电动机的转子位置的影响下其电位发生变化。本发明的基础原理为应用该原理从中性点电位的变化逆推算转子位置。
[0094]首先针对中性点电位变化的原理进行说明。
[0095]逆变器3各相的输出电位由逆变器主电路32的上侧开关(Sup、Svp, Swp)或者下侧开关(Sun、SVn、Swn)的接通/断开状态决定。这些开关必然为每相中上侧或下侧的其中之一方为接通而另一方为断开的状态。因此，逆变器3的输出电压共有8种开关模式。
[0096]图2 (a)为表示逆变器输出电压的开关状态的矢量图。该图(b)为表示转子位置(相位)Θ d与电压矢量的关系的矢量图。
[0097]各矢量给予类似V (1，0，0)的名称。这些矢量标记的记载意为将上侧开关为接通的状态表现为“ I ”，将下侧开关为接通的状态表现为“O”。此外，括号内的数字串以“U相、V相、W相”的顺序表示开关状态。逆变器输出电压表现为包含2个零矢量的8个矢量。通过它们的组合向永磁电动机4提供正弦波状的电流。
[0098]以永磁电动机4的转子位置的基准为U相方向，如图2 (b)定义转子位置(相位)Θ do作为旋转坐标的dq坐标轴中，d轴方向与磁铁Φι?的方向一致,逆时针地旋转。
[0099]在Θ d = O度附近，感应电压Em为如图2 (b)所示的q轴方向。在该条件下，主要使用电压矢量V (1，0，1)和V (0，0，I)来驱动永磁电动机4。
[0100]图3 (a)中表示施加了电压矢量V (1，0，I)后的状态的永磁电动机4与假想中性点电路34的关系的示意图。该图(b)表示施加了电压矢量V (0，0，I)后的状态的永磁电动机4与假想中性点电路34的关系的示意图。
[0101]中性点电位VnO可通过下式计算。
[0102]如图3 (a)所示施加电压矢量V (1，0，1)时，
[0103]VnO= {Lv/(Lu//Lw+Lv) - (2/3)} XVDC......(I)
[0104]此外，如图3 (b)所示施加电压矢量V (0，0，1)时，
[0105]VnO= {(Lu//Lv) / (Lu//Lv+Lw) - (1/3)} XVDC......(2)
[0106]在此，Lu//Lv等标记表示电感Lu与Lv的并联电路的总电感值，具体来说为(Lu.Lv) / (Lu + Lv)等。
[0107]在以上各式中，如果三相各自的绕组电感(Lu、Lv、Lw)都相等，则中性点电位只有“零”。但由于实际的永磁电动机的受转子的永磁铁磁通的影响，电感中产生相当多的偏差。由于该电感的偏差，中性点电位发生变动。
[0108]图4是表示本实施方式中使用三角波载波的实际的脉冲宽度调制的情况和此时的电压矢量以及中性点电位的变化的情况的图。在此，三角波载波为用于将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的“大小”转换成脉冲宽度的基准信号，通过比较该三角波载波与三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系，可生成PWM脉冲。在图4中可见在各电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波的大小关系发生变化的点上该图(a)的PWM脉冲的上升/下降变化的情况。
[0109]在专利文献4中，根据图4 Ca)的波形检测中性点电位VnO。此时产生如图27所示的检测误差的问题，对此已经加以说明。
[0110]在本实施例中，为了解决该问题，导入脉冲移位器17，对PWM脉冲PVu、PVv、PVw加以修正。具体来说，在各相中配备计时器和计数器，通过独立地延迟各相的PWM波形，可实现脉冲移位。进行脉冲移位后的波形分别作为PVul、PVvl、PVwl在图4 (b)中表示。
[0111]可知通过PWM脉冲的移位，电压矢量V (1，0，I)和V (0，0，I)的输出期间增加。对于这些移位量的设定，对各电压矢量(在此为V (1，0，1)和V (0，0，I))的输出期间设置最小限制值，不超过该最小值即可。作为该最小限制值，如果如图4 (e)所示设定为中性点电压的减幅振荡充分收敛的时间宽度，就能够进行没有检测误差的中性点电位的采样。[0112]此外，从图4(c)的电压矢量中可清楚地看出，输出了之前未使用的电压矢量V(0，I，O )和V( I，I，O )。虽然最少施加两种电压矢量即可进行转子的位置推算，但通过增加施加的电压矢量的种类，能够增加中性点电位的观测值，因此使更高精度的位置检测变得可能。此外，对这些新的电压矢量也可以设置最小限制值来确保输出期间。
[0113]这样，作为逆变器的脉冲宽度调制动作，使两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至固定的时间宽度(最小限制值)以内。此外，参考图6如下所述，也可仅使一相的输出电压脉冲在时间上移位。这些脉冲移位的方法中，不改变各相的输出电压脉冲宽度地在时间上移位。
[0114]作为脉冲移位的结果，从第一零矢量V (0，0，0)经过第二零矢量V (1，1，1)再次返回第一零矢量之间，输出了四种电压脉冲，其动作与图27所示的专利文献4的方式有较大差异。
[0115]此外，当观测各相的开关动作时，可知:三相各自的脉冲依次从接通转移到断开后，再次从断开变化到接通状态，但该变化的顺序在进行脉冲移位的前后不同。即，图4(a)所示的PWM波形中，
[0116]如PVv断开一PVu断开一PVw断开一PVw接通一PVu接通一PVv接通所示,按照与断开的顺序相反的顺序来接通。相对地，进行了脉冲移位后的波形中，
[0117]如PVv断开一PVu断开一PVw断开一PVv接通一PVu接通一PVw接通所示的按照断开的顺序来接通的特征。通过脉冲移位产生这样的脉冲序列，能够将电压矢量的数目增加到四种。
[0118]图5中定义了零以外的六种电压矢量、此时观测到的中性点电位的名称。如图4所示进行了脉冲移位后，中性点电位中能够可靠地检测出VnB和VnC，通过进一步地增加脉冲移位量，VnE和VnF的值也能够观测。
[0119]总结基于该脉冲移位的效果如下所述。
[0120]第一，由于可检测中性点电位的电压矢量V (1，0，1)和V (0，0，1)的输出期间变长，能够如图4 (e)所示避开减幅振荡进行无误差的检测。第二，作为电压矢量施加了新的种类的矢量V (0，1，0)和V (1，1，0)，通过检测此时的中性点电位，能够以更高的精度推算转子位置信息。第三，通过脉冲移位，各相电压的平均电压不发生变化，并且不增加开关次数，因此不会产生对电动机的控制性能的影响或增加逆变器的开关损耗。
[0121]因此，使用基于本实施方式的同步电动机控制系统，能够实现以往难以实现的极低速度下的无位置传感器驱动。
[0122](第二实施方式)
[0123]接着针对本发明的第二实施方式进行说明。
[0124]第一实施方式中，为了检测VnO，通过导入脉冲移位器17并使PWM脉冲波移位，来延长零矢量以外的电压矢量的输出期间，并且能够新输出原PWM波形中不包含的两种矢量，由此提高位置推算精度。
[0125]在第一实施方式的例子中，在原来的电压矢量V (0,0,1)> V (1，0，1)的基础上新施加了 V (I, I,O),V (0，1，0)。此处，从图 2 (a)可知 V (0，0，1)与 V (1，1，0)以及 V (I,0，1)与V (0，1，0)分别为相反方向的矢量。不仅像这样增加相反方向的矢量，如果还增加如V (1，0，O)等脉冲移位前的PWM中不包含的方向的电压矢量，产生探索转子位置的效果，能够进一步地提高转子位置信息的精度。例如在专利文献4中公开了通过强制的开关动作来施加这样的电压矢量的方法。通过本实施方式可在不改变开关次数下进行这样的电压矢量的施加。
[0126]图6中表示在原来的电压矢量V (0，0，1)、V (1，0，I)的基础上新施加了 V (1,0,O)后的脉冲移位的结果。与第一实施方式不同的是，仅为一相的脉冲移位，该移位量不同。所需的移位量也根据原来的PWM波形的条件(占空比)而改变。
[0127]如上所述，在不改变控制结构下，通过调整脉冲移位量，能够改变施加给电动机的电压脉冲的种类，能够进行更高精度的位置推算。
[0128](第三实施方式)
[0129]接着针对本发明的第三实施方式利用图7进行说明。
[0130]第一、第二实施方式中展示了通过导入脉冲移位器17可将施加到电动机的电压矢量从两种增加到三种或四种。这些实施方式中，所有三相的开关都是以与三角波载波相同的频率下进行开关。相对地，在第三实施方式中，针对三相的开关频率不同的情况(两相开关)的例子进行说明。
[0131]图7 (a)中表示利用三角波载波的两相开关方式。可知与图4不同，三相电压指令Vu*、Vv*, Vw*接近三角波载波的上波峰。在该例子中，三相电压指令中最大值的Vw*与三角波载波的上波峰值一致。这样通过对所有的电压指令设置相同的偏置值，能够在不改变线间电压的关系下，减少一个相(在该条件下为W相)的开关次数。在图7的条件中，W相完全不进行开关，持续上侧的开关(图1的Swp)为接通的状态。停止哪个相的开关由三相电压指令的大小关系决定，结果上与图4的PWM方式相比，开关次数变成1/3，能够降低逆变器的开关损耗。
[0132]两相开关的特征为重复使用相同的矢量作为零矢量。图7中,在第二零矢量V( I,1，I)之间输出V (1，0，1)、V (0，0，1)，通过进一步地进行脉冲移位，从该图(e)的的电压矢量中清楚地看到可输出新的电压矢量V(0，1，I)。其结果是，可检测的中性点电位能够在脉冲移位前的VnB、VnC的基础上增加VnD，增多到三种。
[0133]这样，通过本实施方式，能够在逆变器损耗较少的两相开关中增加电压矢量的种类，因此能够发挥探索转子位置的效果，实现高效率系统中的位置推算精度的提高。
[0134](第四实施方式)
[0135]接着针对本发明的第四实施方式利用图8?10进行说明。
[0136]实施方式I?3中都通过脉冲移位器17偏移PWM脉冲波形的相位，延迟零以外的电压矢量的期间，或者增加电压矢量的种类。
[0137]脉冲移位可如上所述通过计时器和计数器等硬件逻辑简单地实现，但通过修正三相电压指令也能够实现与其相同的效果。在本实施方式中针对该方式进行说明。
[0138]图8表示控制器2B的结构图。在图中，部件编号5?16为与实施例1中的控制器2 (图1)的部件为相同的部件。与图1不同的点是删除了脉冲移位器17而替代地增加了电压补偿器18的点。
[0139]在该电压补偿器18中，对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行补偿动作，生成新的电压指令Vu**、Vv林、Vw**，在PWM发生器10中基于这些值进行PWM动作。
[0140]电压补偿器18的结构如图9所示。如图所示，电压补偿器18由加法器6c?6e、补偿量运算器181构成，对原来的三相电压指令分别加上补偿量O、AV、- AV中的任一个。图10中表示电压补偿的情况。可知在无补偿的情况下，输出脉冲宽度窄的电压矢量V (I,0，1)和V (0，0，1)，通过进行电压补偿，三相电压指令被修正，在电压矢量V (1，0，1)和V(0，0，I)的基础上，新输出了 V (0，1，0)和V (1,1,0)ο电压补偿量需要在三角波载波的每个半周期上进行切换，通过进行这样的补偿动作，能够获得与实施方式I~3完全相同的效果O
[0141]根据本实施方式，通过电压指令的修正，能够实现脉冲移位，能够利用具备PWM功能的通用微机来实现。
[0142](第五实施方式)
[0143]接着针对本发明的第五实施方式利用图11~15进行说明。
[0144]实施方式I~4中，通过修正PWM脉冲，增加施加到电动机的电压矢量的种类，提高位置检测精度，这些实施方式能够提高位置推算精度。但是，使位置检测精度进一步增高的方式作为新的第五实施方式进行说明。
[0145]图11和图12为位置推算器15C和位置推算器15D的结构图。通过使用这些位置推算器作为图1的控制器2或图8的控制器2Β内的位置推算器15的替代来实现第五实施方式。
[0146]图11的位置推算器15C由切换开关154、存储器155、位置运算器157构成。此外，图12的位置推算器15D由切换开关154D、存储器155D、位置运算器157D构成。图11与图12的区别是由保存两个(图11)还是保存四个(图14)作为中性点电位的保持值VnOh的值的区别所带来的。进行位置推算最少只需两个值，所以图11为最低所需的结构。如之前的实施方式所述，如果在不改变开关次数地增加电压矢量，则能够施加三种或四种电压矢量，这种情况下可利用图12的`结构来保存中性点电位。在使用三个中性点电位的情况下，不使用图12的四个存储器中的一个即可。
[0147]位置推算器15C、D中，通过开关154 (154D)切换中性点电位量化后的值VnOh，并保存在存储器中，使得可知其为哪个电压矢量时的值。基于这些存储器的值，在位置运算器157 (157D)中进行电动机4的转子位置Θ d的计算。
[0148]接着，针对位置运算器157 (157D)中的具体的计算方法进行说明。
[0149]首先说明转子位置Θ d与中性点电位Vn的关系。如(1)、(2)式所示，中性点电位Vn是由于各相的电感Lu、Lv、Lw的值在磁铁磁通的影响下因磁饱和而发生变化从而产生的。在此，令电感根据下述假设发生变化。
[0150]Lu=LO - Kf.|Φιι|
[0151]Lv=LO - Kf.Φ V
[0152]Lw=LO - Kf.|C>w|......(3)
[0153]在上式中，LO为非饱和时的电感，Φιι、Φν、Ow为各相的磁通量，Kf为系数。如
(3)式所示，通过表现电感，可表现与磁通量相应的电感变化。此外，各相的磁通量可如下表
/Jn ο
[0154]Φιι=Φπι.cos ( Θ d) + Φ i.cos ( Θ i)
[0155]Φ ν=Φπι.cos ( θ d - 2 Ji /3) +Φ i.cos (θ?-2π/3)
[0156]CjW=Om.cos ( θ d+2 Ji /3) +Φ i.cos ( θ i+2 Ji /3)......(4)[0157]在上式中，Φηι为永磁铁磁通，Θ d为d轴相位，Φ?为因电流产生的磁通，Qi为电流相位。将(4)式代入(3)式，如(I)、(2)式计算各电压矢量中的中性点电位的变化，结果如图13所示。并且为了简化，以在(4)式中的Φ?为零来计算。
[0158]如图13所示，可知各电压矢量的中性点电位VnA~VnF分别依赖于转子位置Θ d而变化。可知一个电压矢量中的中性点电位不能确定相位(转子位置)Θ d，最少只需两个则可确定相位。但由于相对于转子相位的一个周期，中性点电位以两倍周期变化，因此位置推算范围为±90度的范围，这在原理上是不可避免的。
[0159]说明根据这样的中性点电位的变化确定转子位置0d的方法。
[0160]在图13中，中性点电位在各电压矢量中呈现复杂的变化，但如果反转六种中性点电位中VnB、VnD、VnF的符号，则获得如图14所示的波形。从这些波形可见，成有对称性的三相交流波形。活用该三相对称特征，进行转子位置的位置推算。
[0161]考虑对三相交流量Xu、Xv、Xw进行三相/ 二相转换(α β转换)。三相/ 二相转换式可如下 表示。
[0162]Xa= (2/3).{Xu - (1/2).Xv - (1/2).Xw}
[0163]Xb= (2/3).{( V (3)/2).Xv - ( V (3)/2).Xw}......(5)
[0164]例如，在得到三个中性点电位VnA、VnB、VnC的情况下，根据图14，有
[0165]Xu=XnA, Xv= - VnB, Xw=Vnc......(6)
[0166]代入式(5)中，导出Xa和Xb。根据该结果，有
[0167]Θ dc= (1/2)arctan(Xb/Xa)......(7)
[0168]求出Θ d的计算值Θ dc即可。此外，式(7)中的“arctan”是指反正切函数。
[0169]此外，在仅使用两个中性点电位的情况下，与三相交流同样地通过计算求出一相即可。例如，式(6)中未使用VnA的情况下，作为
[0170]Xv= - VnB, Xw=Vnc
[0171]Xu= - (Xv+Xw) =VnB - VnC......(8)
[0172]来求取。图15为利用式(8)和式(7)计算相位角Qdc的结果。可知能够大致正确地计算转子位置ed。但略为曲线的变化，如果预先准备数据表，则能够对其进行修正。
[0173]此外，使用四个中性点电位(例如VnB、VnC、VnE、VnF)的情况下，作为
[0174]Xv= ( - VnB+VnE) /2
[0175]Xw= (VnC - VnF) /2
[0176]Xu= - (Xv+Xw)......(9)
[0177]来求取即可。在上式中，Xv和Xw为求取平均值。实际的检测数据在一点上对中性点电位作为某一瞬间时刻的值来采用，容易受到检测误差的影响。对此，通过这样使用不同电压矢量中检测出的值的评价值，能够排除检测误差的影响。由于通过平均化能够降低中性点电位的检测误差，能够期待检测精度的提高。
[0178]以上的计算在位置运算器157 (157D)内部进行，求出转子位置。其结果是实现了以往没有的、高精度的位置检测。此外，不需要专利文献4中用于位置推算的数据表，在哪个瞬间的PWM条件下也能够进行转子位置的推算。
[0179](第六实施方式)
[0180]接着，针对本发明的第六实施方式，利用图16~17进行说明。[0181]在实施方式5中详细地说明了位置推算的细节。此时，作为电动机内部的磁通，做出把因绕组电流而产生的磁通Φ?作为零的假定(式(4)中的Φ?作为零)，但实际上因电流流过而产生Φ?，各磁通量发生变化。本实施例实现了其对策。
[0182]图16中，控制器2Ε为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2Ε作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第六实施方式。
[0183]在图16中，部件编号5、6a、6b、7~17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图16的控制器2E中增加了加法器6f和相位补偿器19。
[0184]如上所述，使电流流过电动机并在位置推算器15中计算Θ dc后，因电流磁通的影响而产生误差。在图17中，细线所示的是在流过ld=0、Iq= 100%的电流的条件下进行相位计算的例子。例如，实际的Θ d为零度时，Θ dc为约30度。然而，由于该相位的偏差依赖于电流值，如果通过导入相位补偿器19，根据电流指令Id*、Iq*预先准备补偿相位δ 0i作为数据表，则能够进行校正。或者，也可以作为Id*、Iq*的函数来计算δ Θ i。通过相位补偿器19输出δ 0i，通过加法器6f将其相加到上0dc，由此能够补偿相位的偏差。其结果在图17中以粗线表不。
[0185]这样，能够通过简单的补偿逻辑修正电流磁通带来的影响。并且，相位补偿量的计算中不仅可使用电流指令，也可只用电流的检测值，根据条件不同使用转矩指令或转矩检测值也无妨。[0186](第七实施方式)
[0187]接着，针对本发明的第七实施方式利用图18~20进行说明。
[0188]到此为止的实施方式的说明中，公开了利用电动机的中性点电位的转子位置的推算方法。而在实际的同步电动机驱动系统中，由于需要控制电动机的转矩和转数，因此除了转子位置信息以外还需要电动机的电流信息。
[0189]电动机的电流信息一般来说通过安装的三相绕组上的电流检测器检测，但为了装置的小型化、低成本化、高可靠化，有不进行相电流的检测而从直流母线上配备的单电流检测器35 (图1)检测的方法。
[0190]单电流检测器35中，由于瞬间地流过电动机的相电流，通过预先编写采样的时刻能够检测电动机的相电流。在这些电流检测中，电压矢量的施加期间是重要的。
[0191]在第I~6的实施方式中，以分别配备独立的采样/保持电路(AD转换器)来实施这些电流检测与位置推算的中性点电位检测为前提，但根据实现控制器的控制器件的不同，绝大部分对采样/保持制约或者限制AD转换器的数目。
[0192]本实施方式中，以一个采样/保持电路(AD转换器也是一个)为前提，针对交替地实施电流检测与中性点电位检测的方式进行说明。
[0193]在图18中，控制器2F为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2F作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第七实施方式。
[0194]在图18中，部件编号5~13、7~17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图18的控制器2F中新增加了模拟检测器20。
[0195]模拟检测器20的结构如图19所示。在图中，模拟检测器20由模拟开关201、采样/保持电路14c、AD转换器202、开关203构成。作为实现控制器2F的微机例如假定分别只有一个AD转换器和一个采样/保持电路。[0196]将流过单电流检测器35的电流IO和中性点电位VnO输入到开关201中，选择其中之一，进行采样/保持，在AD转换器202中进行量化。将该结果分别输出到电流再现器11或者位置推算器15。上述电流IO和中性点电位VnO的处理在时间序列上交替地进行。例如如图20所示，可按每一个三角波载波周期交替地重复电流IO的检测、中性点电位VnO的检测。此外，也可根据各自的控制系统的设定应答时间改变其切换比例。
[0197]此外，作为实际的微机功能，在载波的半周期内在不同的时刻上两次检测模拟值是十分困难的。在该情况下，存在同时使用多个采样/保持电路或AD转换器的情况。因此，使用多个采样/保持电路和AD转换器作为交替地分配到电流检测和位置信息的检测的方式也无妨。
[0198]这样，通过使用本发明的第七实施方式，即使在功能有限制的微机中也能够兼顾电流控制和位置推算，能够实现更低成本且精度高的同步电动机驱动系统。
[0199](第八实施方式)
[0200]接着，针对本发明第八实施方式利用图21进行说明。
[0201]本发明利用电动机的中性点电位进行位置推算，由此能够从零速度开始进行无位置传感器驱动。在高速驱动中该利用中性点电位的方式从原理上也能够实现。但随着速度的增加，在中性点电位中有产生谐波成分的可能，而担心由此导致的位置推算误差。根据电动机的构造不同，存在中性点电位的速度电动势中包含大量谐波的情况。在这样的电动机的情况下，限定在高速范围中导入以往利用速度感应电压的方法能够实现推算误差较少的无位置传感器驱动。本实施方式将其实现。
[0202]在图21中，控制器2G为本实施方式中的控制器，通过使用该控制器2G作为例如图1的实施方式中的控制器2的替代，可实现第八实施方式。
[0203]在图21中，部件编号5?17的部件与图1中的控制器2的部件为相同部件。图21的控制器2G中新增加了中高速位置推算器21和推算相位切换开关22。
[0204]中高速位置推算器21中，基于作为对电动机4的电压指令的Vd*、Vq*以及作为电流检测值的Id、Iq，从电动机4的常数(电感或绕组电阻)推算转子位置0d。其具体的方法现在已有较多公布，任一方法都可以适用。在推算相位切换开关22中，根据速度切换来自中高速位置推算器21的输出0dc2和根据中性点电位计算的相位0dc。通过如图所示利用开关切换两者，能够将位置推算算法在低速时变更为基于中性点电位的方式，在中高速时变更为基于感应电压的方式。此外，也可不像图所示那样利用开关切换，而是对Qdc和Θ dc2赋以权重来平缓地切换。
[0205]如上所述,通过本实施方式,在横跨低速范围到中高速范围的大范围中能够以高精度检测转子位置，实现稳定的同步电动机的驱动系统。
[0206](第九实施方式)
[0207]接着针对本发明的第九实施方式进行说明。
[0208]图22是本实施方式的同步电动机驱动系统的实际图。在该图中，同步电动机驱动系统23作为一个系统封装在电动机4的内部。通过这样一体化,能够消除电动机与逆变器之间的布线。如图23所示，一体化的驱动系统的布线仅有到逆变器3的电源线和返回转数指令或动作状态等的通信线。
[0209]在本发明中，虽然需要引出电动机4的中性点电位，但通过这样将电动机与驱动电路部分一体化，中性点电位的布线变得容易。此外，由于能够实现无位置传感器，一体化系统能够非常紧凑，能够实现小型化。
[0210](第十实施方式)
[0211]接着，针对本发明的第十实施方式进行说明。
[0212]图23是油压驱动系统，用于汽车内部的变速器油压或制动油压等。在图23中，部件编号23为图22中的同步电动机驱动系统，在电动机上安装了油泵24。通过油泵24控制油压回路50的油压。油压回路50由储存油的油箱51、使油压保持在设定值以下的安全阀52、切换油压回路的电磁阀53、作为油压致动器动作的油压缸54构成。
[0213]油泵24通过同步电动机驱动系统23产生油压，驱动作为油压传动装置的油压缸54。油压回路中由电磁阀53切换回路，由此油泵24的负载发生变化，对同步电动机驱动系统23产生负载扰动。油压回路中有施加相对于稳态的压力数倍以上的负载的情况下，存在电动机停止的情况。而基于本实施方式的同步电动机驱动系统即使在停止状态下也能够推算转子位置，不产生任何问题。由于以往的无传感器电动机在中高速范围之外难以适用，需要通过安全阀52释放成为电动机的极大负载的油压，而通过本实施方式，能够如图24所示除去安全阀52。即，在没有作为用于避免对电动机的过大负载的机械的保护装置的安全阀下，能够进行油压的控制。[0214](第^^一实施方式)
[0215]接着，针对本发明的第十一实施方式进行说明。
[0216]图25是家庭用空调或商用空调的空调系统，表示了其室外机60。空调系统的室外机60包括以上说明的同步电动机驱动系统(部件编号I~4)，由压缩机61和风扇等部件构成。其中，压缩机的动力源为电动机，内置在压缩机内部。
[0217]空调系统每年效率都在提高，需要在稳定状态下以极低速驱动，达到节能。然而，以往的无传感器驱动中，由于被限制在中高速范围，难以实现极低速下的驱动。通过利用基于本实施方式的同步电动机驱动系统，能够实现从零速度开始的正弦波驱动，因此能够实现空调机的闻效率化(节能化)。
[0218](第十二实施方式)
[0219]最后针对本发明的第十二实施方式进行说明。
[0220]图26是利用电动机的定位装置，表示了其整体模块结构。在图26中，定位装置70作为电动机4的负载而连接。Iq*发生器IH在此作为速度控制器起作用。此外，速度指令ωr*作为上级控制模块的位置控制器71的输出而被提供。减法器6g中进行与实际速度的比较，计算Iq*使得其偏差为零。定位装置70例如为利用滚珠螺杆等的装置，由位置控制器71进行调整，以将位置控制在规定的位置Θ*上。作为位置传感器，定位装置70上并不安装，而是原样使用控制器2中的位置推算值0dc。由此，不需要在定位装置中安装位置传感器而能够进行位置控制。
[0221]以上对本发明的实施方式具体地进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，在不脱离其主旨的范围内可进行各种变更而无需明言。
[0222]举其一例为，本发明中以检测永磁电动机4的三相绕组连接点电位Vn为大前提。在上述的说明中，为了易于检测中性点电位而导入假想中性点电路34用以生成基准电位，并导出其与三相绕组连接点电位Vn之差。但只要能够检测永磁电动机4的三相绕组的连接点电位，基准电位在任意电位都无妨。例如，可把直流电源31平均分压后的电位作为基准，或者将直流电源的接地侧作为基准电位。此时通过减去偏置量可获得同样的结果。
[0223]产业上的可利用性
[0224]如上所述，本发明是用于构建以无位置传感器为前提的电动机驱动系统的技术。该电动机的适用范围以风扇、泵(油压泵、水泵)、压缩机、旋转电机、采暖和制冷机器、盘片驱动器等旋转速度控制为代表，也可作为工作机械、生产机器中的定位用途加以利用。
[0225]符号说明
[0226]I……Iq*发生器，2……控制器，3……逆变器，4……永磁电动机，5……Id*发
生器，6a、6b......减法器,7......d轴电流控制器,8......q轴电流控制器,9......dq逆转换
器，10……PWM发生器，11……电流再现器，12……dq转换器，13……中性点电位放大器，14a、14b……采样/保持电路，15……位置推算器，16……速度运算器，17……脉冲移位器，31……直流电源，32……逆变器主电路，33……输出前置驱动器，34……假想中性点电路，35……单电流检测器。
【权利要求】
1.一种同步电动机驱动系统，其包括:输出连续正弦波状的交流电流的逆变器；与所述逆变器连接的三相同步电动机；和控制器，其基于所述三相同步电动机的中性点电位来检测转子位置信息，对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器，该同步电动机驱动系统的特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，在从各相的开关状态为全负或全正的零矢量状态开始进行开关动作，直到成为原来的零矢量状态为止的载波周期中，使各相的开关动作的时刻错开，由此，生成所述零矢量状态之外的三种或四种开关状态，对该三种或四种开关状态中的至少两种开关状态下的所述中性点电位进行采样， 所述控制器基于所述采样值来推算所述三相同步电动机的转子位置。
2.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 所述载波周期内的各相开关动作从第一所述零矢量状态开始，逐相依次地转移到正的开关状态，转移到第二所述零矢量状态之后，从转移到正的开关状态的相开始依次转移到负的开关状态，由此，在所述载波周期内生成四种开关状态，并再次转移到原来的所述第一零矢量。
3.如权利要求1所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，设置三相中任一相始终保持正或者始终保持负的状态的期间，在该期间中利用剩余的两相进行脉冲宽度调制，使这两相的开关动作的时刻错开，由此，生成所述零矢量之外的三种开关状态，对该三种开关状态中的至少两种开关状态下的所述中性点电位进行采样。
4.如权利要求1~3中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 作为所述载波周期内的开关状态，对所述零矢量之外的三种或四种开关状态中的至少两种开关状态的期间设置最小限制值，并将该最小限制值设定为所述中性点电位的变化时的初始变动实质上收敛的期间以上。
5.如权利要求1~4中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 所述脉冲宽度调制的方式为计算对所述三相同步电动机施加的三相电压指令，并基于这些三相电压指令进行脉冲宽度调制动作的方式，在进行该脉冲宽度调制时，对所述三相电压指令施加电压补偿，使所述各相的开关动作的时刻错开。
6.如权利要求1~5中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 通过将所述中性点电位的至少两种以上的采样值作为三相交流信号来处理，推算所述转子位置。
7.如权利要求1~6中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 具备检测所述逆变器的直流母线电流的单元，对于该直流母线电流的采样，与对所述中性点电位进行采样的时刻同样地，在所述零矢量之外的开关状态下进行采样，对于所述中性点电位的采样和所述直流母线电流的采样，按每一个或每多个所述载波周期交替地执行，进行所述转子位置的推算，并检测所述直流母线电流，进行所述同步电动机的控制。
8.一种同步电动机驱动系统，其特征在于: 在所述同步电动机的包含停止状态的低速区域内，基于权利要求1~7中任一项所述的中性点电位的采样来推算转子位置，在所述同步电动机的中高速区域内，基于所述同步电动机的感应电压推算转子位置。
9.如权利要求1~8中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 将所述同步电动机、所述逆变器和所述控制器一体化，将所述逆变器和所述控制器的电源线、以及所述控制器的信号线引出到外部。
10.一种泵驱动系统，其特征在于: 具备水泵或油压泵作为权利要求1~9中任一项所述的同步电动机的负载。
11.一种压缩机驱动系统，其特征在于: 具备压缩机作为权利要求1~9中任一项所述的同步电动机的负载。
12.一种定位系统，其特征在于: 利用权利要求1~9中任一项所述的同步电动机来移动物体并控制该物体的位置。
13.一种同步电动机驱动系统，其包括:输出连续正弦波状的交流电流的逆变器；与所述逆变器连接的三相同步电动机；和控制器，其基于所述三相同步电动机的中性点电位来检测转子位置信息，对所述逆变器输出脉冲宽度调制信号来控制所述逆变器，该同步电动机驱动系统的特征在于: 作为所述逆变器的脉冲宽度调制动作，使一相或者两相的输出电压脉冲在时间上移位，使得各相的开关状态从正切换到负或者从负切换到正的时刻在各相间不接近至规定的时间宽度以内。
14.如权利要求13所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 不改变各相的输出电压脉冲宽度地使各相的输出电压脉冲在时间上移位。
15.如权利要求13或14所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 使三相中的两相的输出电压脉冲在时间上移位。
16.如权利要求13或14所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 使三相中的一相的输出电压脉冲在时间上移位。
17.如权利要求13~16中任一项所述的同步电动机驱动系统，其特征在于: 具备通过三角波载波与三相电压指令的比较来产生PWM脉冲的PWM脉冲产生部， 通过对所述三相电压指令按所述三角波载波的每半周期在反方向施加偏置，来使输出电压脉冲移位。
【文档编号】H02P27/04GK103534929SQ201180070911
【公开日】2014年1月22日 申请日期:2011年5月13日 优先权日:2011年5月13日
【发明者】岩路善尚, 青柳滋久, 高畑良一, 户张和明 申请人:株式会社日立制作所
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