专利名称：提高dc-dc变换器轻载效率的方法及电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种提高DC-DC变换器轻载效率的方法及电路，具体地说是一种通过关断开关管部分导电通道来提高DC-DC变换器轻载效率的方法及电路，属于DC-DC变换器的技术领域。
背景技术：
在日益普及的便携电子产品中，大都采用电池供电，有限的电池容量和产品功能的迅速扩展给电源管理的效率提出越来越高的要求，而集成同步BUCK型DC-DC变换器在很宽的输入输出电压范围内都可以保持很高的效率，使得它在很多场合成为首选的电源管理器件。
BUCK型DC-DC变换器在轻载时有三种控制模式，可以简单分成强制连续模式、跳脉冲模式、突发模式。强制连续模式的电流双向流动，效率最低，纹波最小。通过迟滞比较器检测输出电压的突发模式开关管工作的时间短，效率高，纹波最大。跳脉冲模式工作在DCM模式并跳去一些脉冲，效率和纹波介于上述两种模式之间。以上三种各有优缺点，不同的应用可以采用不同的选择。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种提高DC-DC变换器轻载效率的方法及电路，其提高轻载效率，实现结构简单，降低使用成本，安全可靠。按照本发明提供的技术方案，所述提高DC-DC变换器轻载效率的方法，包括同步开关管及用于连接负载电阻与输入电压源并调节负载电阻与输入电压源连接状态的主开关管，所述主开关管的栅极端及同步开关管的栅极端均与驱动电路相连；其特征是所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源的电压调节主开关管和/或同步开关管对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管导通电阻的损耗增加量小于主开关管驱动损耗的减少量和/或同步开关管导通电阻的损耗增加量小于同步开关管驱动损耗的减少量，提高对负载电阻的输出效率。所述驱动电路包括电流阈值设定模块，所述电流阈值设定模块的输出端与比较器的反相端相连，比较器的同相端输入负载电流lout，比较器的输出端与第一控制器及第二控制器相连，所述第一控制器的输出端与主开关管的栅极端相连，所述第二控制器的输出端与同步开关管的栅极端相连。所述驱动电路调节主开关管的导电沟道的宽长比，使得主开关管导通电阻的损耗增加量小于主开关管驱动损耗的减小量时，得到
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mn:M0* I)其中，k表示比例系数，0〈k ( 1，Cgsi表示主开关管内的寄生栅源电容，Vgs表示栅源电压，Fsw表示工作频率，Rqi为主开关管的导通电阻、D为占空比，Vin表示输入电压源的电压值。所述第一控制器包括高转低电平移位器、与门及低转高电平移位器；所述高转低电平移位器与与门的一输入端相连，比较器的输出端与与门的另一输入端相连，与门的输出端与低转高电平移位器相连，所述低转高电平移位器的输出端与主开关管的栅极端相连。一种提高DC-DC变换器轻载效率的电路，包括同步开关管及用于连接负载电阻与输入电压源并调节负载电阻与输入电压源连接状态的主开关管，所述主开关管的栅极端及同步开关管的栅极端均与驱动电路相连；同步开关管的漏极端与主开关管的源极端相连，主开关管的漏极端与输入电压源的一端相连，输入电压源的另一端与同步开关管的源极端相连；同步开关管的漏极端通过储能电感与负载电阻连接；所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源的电压调节主开关管和/或同步开关管对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管导通电阻的损耗增加量小于主开关管驱动损耗的减少量和/或同步开关管导通电阻的损耗增加量小于同步开关管驱动损耗的减少量，提高对负载电阻的输出效率。 所述驱动电路包括电流阈值设定模块，所述电流阈值设定模块的输出端与比较器的反相端相连，比较器的同相端输入负载电流lout，比较器的输出端与第一控制器及第二控制器相连，所述第一控制器的输出端与主开关管的栅极端相连，所述第二控制器的输出端与同步开关管的栅极端相连。所述第一控制器包括高转低电平移位器、与门及低转高电平移位器；所述高转低电平移位器与与门的一输入端相连，比较器的输出端与与门的另一输入端相连，与门的输出端与低转高电平移位器相连，所述低转高电平移位器的输出端与主开关管的栅极端相连。所述负载电阻的两端并联有滤波支路，所述滤波支路包括滤波电容及与所述滤波电容串联的电容等效串联电阻。本发明的优点驱动电路与主开关管的栅极端及同步开关管的栅极端相连，所述驱动电路根据负载电流、输入电压源VIN的电压调节主开关管和/或同步开关管对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管导通电阻的损耗增加量小于主开关管驱动损耗的减少量和/或同步开关管导通电阻的损耗增加量小于同步开关管驱动损耗的减少量，提高对负载电阻的输出效率，实现结构简单，降低使用成本，安全可靠。
图I为现有同步整流Buck型DC-DC变换器的拓扑结构示意图。图2为现有PWM控制Buck型DC-DC变换器结构原理图。图3为本发明DC-DC变换器的原理图。图4为本发明第一控制器的原理图。图5为本发明损耗随负载变化的示意图。
具体实施例方式下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。如图I所示为同步整流Buck型DC-DC转换器的拓扑结构，其中上管Ql为主开关管，下管Q2为同步开关管，L为储能电感，C为滤波电容，R。为电容等效串联电阻，R为负载电阻。工作时，主开关管Ql在每个周期开始时接通，流过储能电感L的电流通过主开关管Ql而上升，输入电压源VIN的电能转换为磁能储存在储能电感L的电感磁场中，到达一定占空比时主开关管Ql关断，储能电感L的电流通过同步开关管Q2进行续流而逐渐下降，实现磁能转换为电能释放到输出端，完成一个周期的转换。正是有了电能和磁能之间的相互转换，通过控制磁能释放的路径和时间，实现了电压高低和极性的变换。尽管储能电感L上的电流是随着开关周期在作周期性的变化，但在Buck型DC-DC正常工作时，其负载电流是等于电感电流的平均值。如图2所示为典型PWM控制BUCK型DC-DC变换器结构原理图，主要由片外LC滤波、误差放大器、基准电路、PWM比较器、逻辑控制和缓冲驱动电路、主开关管Q1、同步开关管Q2和振荡器；第一反馈电阻Rfi及第二反馈电阻Rf2构成反馈电路，其中，主开关管Ql、同步开关管Q2相应导电沟道的宽长比均为W/L，正常导通。
上述典型的Buck型DC-DC变换器虽然工作原理简单，所用器件少，成本低，但是该电路也存在一定的问题，主要体现在此时电路中会产生一定的损耗，主要包括控制电路部分损耗，主开关管Q1、同步开关管Q2的导通损耗、开关损耗，驱动主开关管Q1、同步开关管Q2的损耗，死区时间损耗，外部元件损耗等。目前，DC-DC变换器的输出功率越来越大，而重负载时主开关管Ql、同步开关管Q2的导通损耗占主导作用，也即电路的损耗主要表现为主开关管Q1、同步开关管Q2的导通损耗，因此为了满足重载时的要求，需要此时的导通电阻很小。而随着负载电流的降低，主开关管Q1、同步开关管Q2的导通损耗明显降低，而此时驱动主开关管Q1、同步开关管Q2的驱动损耗却相对显现，影响轻载时DC-DC转换器的转换效率。轻负载和重负载是相对地，一般重负载即负载电流较大，轻负载即负载电流较小的情况，为本技术领域所熟知。以主开关管Ql、同步开关管Q2均为NMOS管，且针对强制连续模式的DC-DC变换器为例来对本发明作进一步的说明。如图I和图3所示本发明包括同步开关管Q2及用于连接负载电阻R与输入电压源VIN并调节负载电阻R与输入电压源VIN连接状态的主开关管Ql，所述主开关管Ql的栅极端及同步开关管Q2的栅极端均与驱动电路相连；同步开关管Q2的漏极端与主开关管Ql的源极端相连，主开关管Ql的漏极端与输入电压源VIN的一端相连，输入电压源VIN的另一端与同步开关管Q2的源极端相连；同步开关管Q2的漏极端通过储能电感L与负载电阻R连接；所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源VIN的电压调节主开关管Ql和/或同步开关管Q2对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管Ql导通电阻的损耗增加量小于主开关管Ql驱动损耗的减少量和/或同步开关管Q2导通电阻的损耗增加量小于同步开关管Q2驱动损耗的减少量，提高对负载电阻R的输出效率。所述驱动电路包括电流阈值设定模块，所述电流阈值设定模块的输出端与比较器的反相端相连，比较器的同相端输入负载电流lout，比较器的输出端与第一控制器及第二控制器相连，所述第一控制器的输出端与主开关管Ql的栅极端相连，所述第二控制器的输出端与同步开关管Q2的栅极端相连。所述负载电阻R的两端并联有滤波支路，所述滤波支路包括滤波电容C及与所述滤波电容C串联的电容等效串联电阻Rc。
本发明实施例中，以主开关管Ql为例进行说明。主开关管Ql的导电沟道的宽度为W，导电沟道的长度为L，即主开关管Ql导电沟道的宽长比为W/L;当主开关管Ql的导电沟道全部处于导通状态时，主开关管Ql的导通电阻小，当主开关管Ql的导电沟道被部分关断或全部关断时，主开关管Ql的导通电阻变大。一般地，可以根据主开关管Ql导电沟道的比例将主开关管Ql等效成若干开关管并联的情况，本发明图3中，将主开关管Ql等效为开关管QH1、开关管QH2并联的两个开关管，同时，同步开关管Q2等效为开关管QL1、开关管QL2并联的两个开关管，也可以根据需要等效为所需数量并联的开关管，为本技术领域人员所熟知，此处不再详述。具体地，主开关管Ql等效为并联的开关管QHl及开关管QH2后，设定开关管QHl
导电沟道的宽长比为Aif测开关管QH2导电沟道的宽长比为(I-幻也即开关管QHl
时，与此类似，不再赘述；k为比例系数，0〈k彡I。主开关管Ql等效为并联的开关管QHl及开关管QH2后，等效的并联电阻为Rqi，则当开关管QH1、开关管QH2同时导通，即主开关管Ql导通时损耗可表不为Pcond—QI-Iout *Rqi*D ( I )其中，Pcondjji为主开关管Ql的导通损耗，Iott指输出负载电流，Rqi指主开关管Ql的导通电阻，D为占空比。驱动开关管QH1、开关管QH2的损耗(也即开关损耗)可表示为Pswitch=Qg*Vin*Fsw=Cgs1*Vgs*Vin*Fsw (2)其中，Pswitqi为开关损耗，Cgsi为主开关管Ql并联若干开关管时等效的寄生栅源电容，Vgs为上管工作时的栅源电压，Fsff为工作频率，Vin为输入电压源的电压值。此时，主开关管Ql总损耗为两个之和，可表示为Ptotal_Pcond—Qi+Pswitch(3)从公式(I)和公式(2)两式中可知损耗和Rqi与Cesi有直接联系，两值均与主开关管Ql的尺寸有关，其中
R 1
C1 vC(r//,)(Fc^|FI:v|)(4)cGS1=C0X*ff*L由公式(4)可知主开关管Ql的尺寸越小，Rqi越大,而同时Cesi越小，从而影响主开关管Ql损耗。其中uN是NMOS管的沟道迁移率，Cra是单位面积的栅氧化层电容，W是主开关管Ql导电沟道的总宽度，L为主开关管Ql导电沟道的总长度，Vgs为主开关管Ql的栅源电压，Vtn为主开关管Ql的阈值电压。为提高DC-DC变换器在轻载时的效率，本发明实施例中将关闭主开关管Ql的部分导电沟道，即将开关管QH2关闭，开关管QHl保持导通，此时主开关管Ql工作的导电沟道为
e如图3所示，开关管QH1、开关管QH2的栅极驱动分别由HDRVl信号、HDRV2信号驱
动；同步开关管Q2等效的开关管QLl、开关管QL2的栅极驱动分别由LDRVl信号、LDRV2信号驱动。W驱动电路关断等效的开关管QH2后，使主开关管Ql的导电沟道的宽长比为I
I,
则此时主开关管Ql的导通电阻增加为|*Λ Λ 而栅源电容减少为k*Cesi，此时主开关管Ql的
JfC
导通损耗变化为
R·
P' = / - *_￡L* η(5〕
1 coND C oirr ^驱动主开关管Ql的损耗变化为P’SWITCH=k*CGS1*VGS*VIN*FSff (6)此时总损耗变化为P TOTAL- COND—Ql+P SWITCH( )所以主开关管Ql导通电阻的损耗增加量为
I L·
m\osd____qi = W * (丁) *Rm*D( 8)
tC主开关管Ql的驱动损耗减少量为Δ Pswttch- (l_k) CGS1*VGS*VIN*FSW (9 )为了使得调节主开关管Ql导电沟道的宽长比，达到减少损耗的目的，只需要使
(8)式小于(9)式即可，Δ PSWITCH〉Δ Pcond qi也即
O -々K 如 * Vcs * * /·；, > fori*D(10)
I ~c *F~...........
rnntrfi-| I < Ur *vGS ^ IN 1 SW
L0056」Iom < P
UΛi ■■·'由上式可知，针对不同的工作条件，选择对应的k值，即可使上式对应Itot以下负载时的效率得到提高，损耗随负载变化的直观曲线见图5所示。即在轻载时，通过关断主开关管Ql的部分导电沟道，能达到提高DC-DC变换器轻载效率的目的。由于整个DC-DC变换器包括主开关管Ql及同步开关管Q2，DC-DC变换器的导通损耗、驱动损耗由主开关管Q1、同步开关管Q2共同产生，因此上述针对主开关管即主开关管Ql的分析结论同样适用于同步开关管Q2，并且适用于不同工作模式。即在上述DC-DC变换器中，通过调节主开关管Ql导电沟道的宽长比及调节同步开关管Q2导电沟道的宽长比，或同时调节主开关管Q1、同步开关管Q2导电沟道的宽长比，以使得主开关管Ql导通电阻的损耗增加量小于主开关管Ql驱动损耗的减少量和/或同步开关管Q2导通电阻的损耗增加量小于同步开关管Q2驱动损耗的减少量，提高对负载电阻R的输出效率。进一步地，如图3所示上述等效后，第一控制器的输出端与开关管QH2的栅极端相连，第二控制器的输出端与开关管QL2的栅极端相连，同时，开关管QHl的栅极端与信号HDRVl相连，开关管QLl的栅极端与信号LDRVl相连，信号HDRVl输入第一控制器内，信号LDRVl输入第二控制器内。电流阈值设定模块接收输入电压源VIN的电压VIN、DC-DC变换器上负载电阻的电压Vout，电流阈值设定模块根据电压VIN、电压Vout、占空比D及工作频率Fsw运算得到预设电流值IDC，所述预设电流值IDC可以根据上述公式(10)进行运算得至IJ，根据不同的负载时，能够得到不同的预设电流值IDC。所述预设电流值IDC输入比较器的反相端，比较器的同相端为负载电流lout,当负载电流Iout低于预设电流值IDC时，比较器输出低电平信号，及EN_L0AD为低电平信号。低电平信号EN_L0AD,经过第一控制器内与门U2逻辑控制，HDRV2信号就为低，关断开关管QH2，达到调节主开关管Ql导电沟道宽长比的目的。同步开关管Q2的调节状态与主开关管Ql的过程相同，此处不再详述。如图4所示所述第一控制器包括高转低电平移位器、与门U2及低转高电平移位器；所述高转低电平移位器与与门U2的一输入端相连，比较器的输出端与与门U2的另一输入端相连，与门U2的输出端与低转高电平移位器相连，所述低转高电平移位器的输出端与主开关管Ql的栅极端相连。第二控制器与第一控制器的结构完全相同，此处不再赘述。实际电路里面，控制电路用的一般用低压器件，一般是5V相对于地的电位，由于开关管QH1、开关管QH2的漏极端与电压Vin相连，驱动上管的话，则需要用到相对SW的电位，所述第一控制器内采用了高转低电平移位器及低转高电平移位器。
·
信号HDRV1、信号LDRVl是由整个系统控制产生，由反馈电压经过内部PWM比较器，产生一个脉宽信号，并经过电平移位转换以及驱动级电路得到，信号HDRV1、信号LDRVl的信号产生过程为本技术领域所熟知，此处不再赘述。当DC-DC变换器的负载功率高于设定值时，即预设电流值IDC大于负载电流Iout时，比较器输出的EN_L0AD信号输出为1，此时信号HDRV2、信号LDRV2信号与HDRVl、LDRV2相同，即等效的开关管QH2、开关管QL2也参与工作，即主开关管Ql及同步开关管Q2的导电沟道全通导通。当负载低于设定值时，比较器输出的EN_L0AD信号为0，此时信号HDRV2、信号LDRV2始终为逻辑低电平，等效的开关管QH2、开关管QL2始终处在关断状态，即在轻载状态下通过关断主开关管Ql和/或同步开关管Q2的部分导电沟道，以提高整个DC-DC变换器的输出效率。如图5所示，Pcond qi为开关管全部导通时的导通损耗，Pswitch为开关管全部导通时的开关损耗，PtotaL为开关管全部导通时的总的损耗。而P' C0ND_Q1 > P ' SWITCH'P ； TCML分别为部分开关导通时的各项损耗。比较Ρτ()ι与P ，两者的交点处说明总损耗一致，而低于交点以下的负载，关断部分开关总的损耗较低。高于交点以上的负载，全部导通总的损耗较低。本发明驱动电路与主开关管Ql的栅极端及同步开关管Q2的栅极端相连，所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源VIN的电压调节主开关管Ql和/或同步开关管Q2对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管Ql导通电阻的损耗增加量小于主开关管Ql驱动损耗的减少量和/或同步开关管Q2导通电阻的损耗增加量小于同步开关管Q2驱动损耗的减少量，提高对负载电阻R的输出效率。
权利要求
1.一种提高DC-DC变换器轻载效率的方法，包括同步开关管(Q2)及用于连接负载电阻(R)与输入电压源(VIN)并调节负载电阻(R)与输入电压源(VIN)连接状态的主开关管(Q1)，所述主开关管(Ql)的栅极端及同步开关管(Q2)的栅极端均与驱动电路相连；其特征是所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源(VIN)的电压调节主开关管(Ql)和/或同步开关管(Q2)对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管(Ql)导通电阻的损耗增加量小于主开关管(Ql)驱动损耗的减少量和/或同步开关管(Q2)导通电阻的损耗增加量小于同步开关管(Q2)驱动损耗的减少量，提高对负载电阻(R)的输出效率。
2.根据权利要求I所述的提高DC-DC变换器轻载效率的方法，其特征是所述驱动电路包括电流阈值设定模块，所述电流阈值设定模块的输出端与比较器的反相端相连，比较器的同相端输入负载电流lout，比较器的输出端与第一控制器及第二控制器相连，所述第一控制器的输出端与主开关管(Ql)的栅极端相连，所述第二控制器的输出端与同步开关管(Q2)的栅极端相连。
3.根据权利要求I所述的提高DC-DC变换器轻载效率的方法，其特征是所述驱动电路调节主开关管(Ql)的导电沟道的宽长比，使得主开关管(Ql)导通电阻的损耗增加量小于主开关管(Ql)驱动损耗的减小量时，得到
4.根据权利要求I所述的提高DC-DC变换器轻载效率的方法，其特征是所述第一控制器包括高转低电平移位器、与门(U2)及低转高电平移位器；所述高转低电平移位器与与门(U2)的一输入端相连，比较器的输出端与与门(U2)的另一输入端相连,与门(U2)的输出端与低转高电平移位器相连，所述低转高电平移位器的输出端与主开关管(Ql)的栅极端相连。
5.一种提高DC-DC变换器轻载效率的电路，其特征是包括同步开关管(Q2)及用于连接负载电阻(R)与输入电压源(VIN)并调节负载电阻(R)与输入电压源(VIN)连接状态的主开关管(Q1)，所述主开关管(Ql)的栅极端及同步开关管(Q2)的栅极端均与驱动电路相连；同步开关管(Q2)的漏极端与主开关管(Ql)的源极端相连，主开关管(Ql)的漏极端与输入电压源(VIN)的一端相连，输入电压源(VIN)的另一端与同步开关管(Q2)的源极端相连；同步开关管(Q2)的漏极端通过储能电感(L)与负载电阻(R)连接；所述驱动电路根据负载电流lout、输入电压源(VIN)的电压调节主开关管(Ql)和/或同步开关管(Q2)对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管(Ql)导通电阻的损耗增加量小于主开关管(Ql)驱动损耗的减少量和/或同步开关管(Q2)导通电阻的损耗增加量小于同步开关管(Q2)驱动损耗的减少量，提高对负载电阻(R)的输出效率。
6.根据权利要求5所述提高DC-DC变换器轻载效率的电路，其特征是所述驱动电路包括电流阈值设定模块，所述电流阈值设定模块的输出端与比较器的反相端相连，比较器的同相端输入负载电流lout，比较器的输出端与第一控制器及第二控制器相连，所述第一控制器的输出端与主开关管(Ql)的栅极端相连，所述第二控制器的输出端与同步开关管(Q2)的栅极端相连。
7.根据权利要求5所述提高DC-DC变换器轻载效率的电路，其特征是所述第一控制器包括高转低电平移位器、与门(U2)及低转高电平移位器；所述高转低电平移位器与与门(U2)的一输入端相连，比较器的输出端与与门(U2)的另一输入端相连，与门(U2)的输出端与低转高电平移位器相连，所述低转高电平移位器的输出端与主开关管(Ql)的栅极端相连。
8.根据权利要求5所述提高DC-DC变换器轻载效率的电路，其特征是所述负载电阻(R)的两端并联有滤波支路，所述滤波支路包括滤波电容(C)及与所述滤波电容(C)串联的电容等效串联电阻(Re)。
全文摘要
本发明涉及一种提高DC-DC变换器轻载效率的方法及电路，按照本发明提供的技术方案，所述提高DC-DC变换器轻载效率的方法，包括同步开关管及用于连接负载电阻与输入电压源并调节负载电阻与输入电压源连接状态的主开关管，所述主开关管的栅极端及同步开关管的栅极端均与驱动电路相连；其特征是所述驱动电路根据负载电流Iout、输入电压源的电压调节主开关管和/或同步开关管对应导电沟道的宽长比，以使得主开关管导通电阻的损耗增加量小于主开关管驱动损耗的减少量和/或同步开关管导通电阻的损耗增加量小于同步开关管驱动损耗的减少量，提高对负载电阻的输出效率。本发明提高轻载效率，实现结构简单，降低使用成本，安全可靠。
文档编号H02M3/156GK102891599SQ20121038536
公开日2013年1月23日 申请日期2012年10月12日 优先权日2012年10月12日
发明者朱波, 王宇星, 范建林, 史训南, 刘大伟, 王国瑞, 徐义强 申请人:无锡新硅微电子有限公司