专利名称：控制和驱动电路及方法
技术领域：
本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种控制和驱动电路及方法。
背景技术：
随着开关电源技术的发展，低压大电流开关电源越来越成为一种重要的发展趋势，而效率问题始终是低压大电流开关电源发展规律的一个主旋律。同步整流技术是低压大电流场合提高效率通常采用的一种方法，通过同步整流技术可以降低同步整流开关电源的损耗。同步整流技术的关键在于同步整流管的驱动方式，不同的驱动方式对效率的影响是有很大的差别的。参见图1A，图中所示的是现有的第一种反激式同步整流开关电源的驱动控制方式。其工作原理为原边开关管控制器U1产生一个PWM信号控制原边开关管Q1开通和关断，当该PWM信号为高电平有效时，原边开关管Q1导通，变压器储存能量，此时同步整流管Q2的漏源电压Vds大于零，同步整流管控制器U3检测到Vds > 0后，控制同步整流管Q2关断；当该PWM信号为低电平无效时，原边开关管Q1关断，变压器能量由原边传递到副边，副边电流流过同步整流管Q2内部的反并联二极管D，导致同步整流管Q2漏源两端的电压变为Vds = -Vdf，其中Vdf为反并联二极管D的正向导通压降，这说明此时同步整流管Q2的漏源电压Vds小于零，同步整流管驱动器检测到Vds < 0后，控制同步整流管Q2开通，副边电流流过同步整流管Q2而不再流过反并联二极管D，直至原边开关管控制器再次输出高电平信号控制原边开关管Q1导通，同步整流管Q2将再次被关断。这种同步整流控制方式通过采用具有低导通电阻的MOS管来替代普通反激式变换器中的快恢复二极管，实现了对反激式电源效率的提升。但是，在该方案中，如果在副边电流没有下降到零时，原边开关管驱动器U1已经控制原边开关管Q1导通，则会导致变换器出现两个开关管同时导通(即交叉导通)的现象。为避免交叉导通的出现，该控制方式主要适用于工作在断续导通模式(DCM)的反激式变换器或者副边电流能够过零的LLC变换器中，适用范围较窄。此外，在同步整流开关电源中，反并联二极管D的导通时间越小，电源的整体效率越高，但是，在该方案中，同步整流管Q2的导通和关断控制比较复杂，难以减小反并联二极管D的导通时间，因而难以进一步提高电源效率。参见图1B，图中所示的是现有的第二种反激式同步整流开关电源的驱动控制方式。其中，原边开关管控制器U1用于产生两路PWM信号Vm和Vffip,且PWM信号和PWM信号Vffip为互补信号，变压器T2用于传输PWM信号Vffip到副边。其工作原理如下当PWM信号Vgi为高电平有效时，互补PWM信号Vffip为低电平无效，PWM信号Vtn控制原边开关管Q1导通，互补PWM信号Vffip经变压器T2传输到副边，经同步整流管控制器转换为同步整流管控制信号Vffi，此时同步整流管控制信号Vffi也为低电平，同步整流管Q2关断；当PWM信号Vtn变为低电平无效时，互补PWM信号Vffip变为高电平有效，PWM信号Vm控制原边开关管Q1关断，此时同步整流管控制信号变为高电平控制同步整流管Q2开通。由此可以看出，该方案可以解决第一种方案中存在的交叉导通问题，并且，同步整流管Q2的导通和关断控制也较第一种简单。但是，由于变压器T2的存在，电路的体积和成本大为增加，而且变压器T2难以传输快速变化的占空比信号。因此，如何在高频电源中快速准确地根据原边开关管的驱动信号得到同步整流管的驱动信号，同时满足低成本、小体积、高效率、高可靠性的要求，并且解决交叉导通的问题，成为设计同步整流开关电源驱动电路的关键。
发明内容
本发明的目的是提供一种控制和驱动电路及方法，应用于一同步整流开关电源中，可以产生原边开关管控制信号控制原边开关管的开通与关断，同时根据其中一个原边开关管控制信号产生相应的第一控制信号，该第一控制信号经过转换电路处理后得到第二控制信号，然后同步整流管控制器根据该第二控制信号产生同步整流管驱动信号控制同步整流管的开通与关断。本发明可以解决传统同步整流开关电源中出现的交叉导通问题，同时能够根据其中一个原边开关管控制信号精确快速地控制同步整流管的开通与关断，实现同步整流开关电源的高频化、低成本、小体积和高效率。此 外，本发明还采用一隔离电路对同步整流开关电源的原边地和副边地进行隔离，从而保证了同步整流开关电源的安全可靠工作。为实现上述目的，本发明提供一种控制和驱动电路，应用于一同步整流开关电源中，包括原边开关管控制器，用于产生原边开关管控制信号；逻辑电路，用于根据接收到的所述原边开关管控制信号来产生第一控制信号；转换电路，用于根据接收到的所述第一控制信号来产生第二控制信号；同步整流管控制器，用于根据接收到的所述第二控制信号来产生同步整流管控制信号，并根据所述同步整流开关电源的拓扑结构，保证所述原边开关管控制信号和所述同步整流管控制信号同相或者反相。进一步的，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时，所述逻辑电路包括延时电路和反相器，根据所述原边开关管控制信号进行延时和反相控制以产生所述第一控制信号；所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生所述同步整流管控制信号。进一步的，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时，所述逻辑电路包括延时电路和反相器，所述延时电路用于将接收到的所述原边开关管控制信号进行延时以产生所述第一控制信号；所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生第三控制信号；所述反相器用于将所述第三控制信号进行反相以产生所述同步整流管控制信号。进一步的，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态一致时，所述逻辑电路包括延时电路，所述延时电路用于将接收到的所述原边开关管控制信号进行延时以产生所述第一控制信号；所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生所述同步整流管控制信号。 进一步的，所述转换电路包括微分电容和微分电阻。进一步的，所述控制和驱动电路还包括跨接在所述同步整流开关电源的原边地与副边地之间的隔离电路，用于隔离所述同步整流开关电源的原边地和副边地。进一步的，所述隔离电路包括隔离电容。
进一步的，所述控制和驱动电路还包括第一钳位电路，第二钳位电路，所述第一钳位电路用于保护所述原边开关管控制器；所述第二钳位电路用于保护所述同步整流管控制器。进一步的，所述第一钳位电路包括第一二极管、第二二极管、第一钳位电压和第二钳位电压，当所述第一控制信号的幅值大于所述第一钳位电压或小于所述第二钳位电压时，所述第一钳位电路将所述第一控制信号的幅值钳位至所述第一钳位电压或所述第二钳位电压；所述第二钳位电路包括第三二极管、第四二极管、第三钳位电压和第四钳位电压，当所述第二控制信号的幅值大于所述第三钳位电压或小于所述第四钳位电压时，所述第二 钳位电路将所述第二控制信号的幅值钳位至所述第三钳位电压或所述第四钳位电压。根据本发明的另一方面，提供一种控制和驱动方法，应用于一同步整流开关电源中，包括以下步骤产生所述原边开关管控制信号；将所述原边开关管控制信号经过逻辑运算后产生第一控制信号；将所述第一控制信号经过微分转换后产生第二控制信号；将所述第二控制信号经过控制后产生同步整流管控制信号。进一步，所述控制和驱动方法还包括对原边地和副边地进行隔离。进一步的，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时，所述逻辑控制包括对所述原边开关管控制信号进行反相和延时控制以得到所述第一控制信号，所述同步整流管控制信号根据所述第二控制信号产生与所述原边开关管控制信号反相的所述同步整流管控制信号。进一步的，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态一致时，所述逻辑控制包括对所述原边开关管控制信号进行延时控制以得到所述第一控制信号，所述同步整流管控制信号根据所述第二控制信号产生与所述原边开关管控制信号同相的所述同步整流管控制信号。由此可见，本发明通过控制所述第一控制信号与所述原边开关管控制信号的时序关系，能够根据所述原边开关管控制信号产生所述第一控制信号，同时通过采用所述转换电路快速准确地将所述第一控制信号转换为所述第二控制信号，并通过所述同步整流管控制器将所述第二控制信号转换为所述同步整流管控制信号，以实现对所述同步整流管的控制。该方案不仅可以避免所述原边开关管和所述同步整流管的交叉导通，还可以尽可能地减小所述同步整流管的反并联二极管的导通时间，最大程度地提高系统效率。由于本实施例中，所述转换电路采用RC微分电路实现，相比图IB中采用变压器传输信号，能够大大地减少成本和体积，提高功率密度。此外，本实施例中的隔离电路采用电容实现，可以抑制共模干扰，防止电容器失效后，不会导致电击、危及人身安全的问题，增强同步整流开关电源的可靠性和安全性。此外，本发明采用所述第一钳位电路和所述第二钳位电路来保护所述原边开关管控制器和所述同步整流管控制器正常工作。在不同拓扑结构中。本领域普通技术人员可根据原边开关管和同步整流管的控制信号的逻辑关系，选择本发明中合适的驱动电路来实现对不同拓扑结构的同步整流开关电源进行控制。
图IA为现有技术中第一种反激式同步整流开关电源的原理框图；图IB为现有技术中第二种反激式同步整流开关电源的原理框图；图2A为本发明实施例一中反激式同步整流开关电源的原理框图；图2B为本发明图2A中反激式同步整流开关电源的工作波形图；图2C为本发明图2A所示的反激式同步整流开关电源中逻辑电路的一种实施例的原理图；图2D为本发明图2A所示的反激式同步整流开关电源中同步整流管控制器的一种实施例的原理图； 图2E为本发明图2D所示同步整流管控制器的信号波形图；图3为本发明实施例二中反激式同步整流开关电源的原理框图；图4为本发明实施例三中正激式同步整流开关电源的原理框图；图5为本发明实施例四中推挽式同步整流开关电源的原理框图；图6为本发明实施例五中全桥式同步整流开关电源的原理框图；图7A为本发明控制和驱动方法的第一种实施例的流程图；图7B为本发明控制和驱动方法的第二种实施例的流程图。
具体实施例方式为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式
做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。实施例一如图2A所示的实施例是一种反激式同步整流开关电源。所述反激式同步整流开关电源包括功率级电路和驱动电路，用于将直流电压Vin转换为输出电压Vrat，其中所述功率级电路包括滤波电容C1、变压器T、原边开关管Qp同步整流管Q2和输出滤波电容Crat ;所述驱动电路包括原边开关管控制器U1、逻辑电路U2、转换电路201和同步整流管控制器U3。所述原边开关管控制器仏用于产生原边开关管控制信号Vot以控制所述原边开关管％的开通与关断，其第一输出端连接所述原边开关管Q1的控制端和所述逻辑电路U2的输入端；所述逻辑电路U2用于接收所述原边开关管控制信号Vot以产生第一控制信号Vm，其输出端连接所述转换电路201的输入端；所述转换电路201用于接收所述第一控制信号Vm以产生第二控制信号Vffil，其输出端连接所述同步整流管控制器U3的输入端；所述同步整流管控制器U3用于接收所述第二控制信号Vffil以产生同步整流管控制信号Vffi来控制所述同步整流管Q2的开通与关断，其输出端连接所述同步整流管Q2的控制端。在本实施例中，所述转换电路201可由微分电容Cya与微分电阻Rya串联连接组成的微分电路实现，微分电容Cya的取值范围可以是0. IpF 100pF，所述微分电阻Rya的取值范围可以为IkQ IMQ。
结合图2B所示的反激式同步 整流开关电源的工作波形图，可将其工作原理描述如下在时刻，所述原边开关管控制器U1控制所述原边开关管控制信号Vtjp跳变为高电平信号以使所述原边开关管Q1导通，经过导通时间〖。 后，在t2时刻，所述原边开关管控制信号Vtjp跳变为低电平信号控制所述原边开关管Q1关断，相反的，经过关断时间后，在t3时刻，所述原边开关管控制信号Vot再次跳变为高电平信号控制所述原边开关管Q1导通；所述原边开关管控制信号Vff经过逻辑电路U2的延时和反相处理后可得到所述第一控制信号Vm其中延时时间可设为td;因而，在t4时刻，所述第一控制信号Vm由低电平信号跳变为高电平信号，此时，由于所述转换电路201中的微分电容Cya上的电压不能突变，相当于短路，所述原边开关管驱动信号Vff完全加在微分电阻Rya上，导致所述第二控制信号Vffil瞬间上升，产生一个为正尖峰信号，其幅值与所述原边开关管驱动信号Vff的幅值相同，之后，微分电容(^按指数规律充电，微分电阻Rya上电压因此按指数规律下降，该正尖峰信号经过时间tw后在t5时刻到达零，与此同时，所述同步整流管控制器U3根据检测到的所述第二控制信号Vffil的负向过零信号来控制所述同步整流管控制信号Vffi跳变为高电平；经过所述第一控制信号的导通时间tm(其中，tm = U，在t6时刻，所述第一控制信号Vm由高电平信号跳变为低电平信号，由于转换电路201中的微分电容Cya上储存的电压不能突变，导致所述第二控制信号Vffil瞬间下降，开始产生一个负尖峰信号，之后，微分电容Cya按指数规律放电，该负尖峰信号经过时间tw后在t7时刻到达零，与此同时，所述同步整流管控制器U3根据检测到的所述第二控制信号Vffil的正向过零信号来控制所述同步整流管控制信号Vgs跳变为低电平；以此循环实现同步整流开关电源的驱动控制。为了能够最大限度地提高效率，可以严格控制原边开关管Q1和同步整流管Q2的开关时序，当所述原边开关管Q1关断时，控制所述同步整流管Q2导通，当所述同步整流管Q2关断时，控制所述原边开关管％导通。在本实施例中，可以通过设置所述尖峰信号的宽度和所述延时时间来控制所述原边开关管Q1和所述同步整流管Q2的开关时序，首先尖峰信号宽度可设置Stw = 3X I其中，T =RyaXCya，而延时时间设置为td = T-tw，其中T为开关管的周期，在这里，需要注意的是，尖峰信号宽度的设置需要满足tw <、和tw < Iff，其中，ton为所述原边开关管的导通时间，toff为所述原边开关管的关断时间。在本实施例中，所述尖峰信号的宽度设置Stw = 3X T是由于通常微分电容(^经过3个RC时间常数I即可基本达到幅值。当然，该尖峰信号宽度也可设置为其他值，例如tw = 4X T , tw = 5X T 或者 tw = 6X T 等。参考图2C，所示为图2A中所示反激式同步整流开关电源中逻辑电路的第一种实施方式。所述逻辑电路U2包括延时电路210和反相器211，所述延时电路210用于将接收到的所述原边开关管控制信号Vff延时所述延时时间td，其输入端连接所述原边开关管控制器U1的输出端，输出端连接所述反相器211的输入端；所述反相器211用于将延时后的所述原边开关管控制信号Vgp反相，其输出端连接所述转换电路201。在本实施例中，所述延时电路210可由电阻R2和电容C2实现，所述延时时间td可通过调节电阻R2和电容C2的参数得到；所述反相器211可由非门A1实现。除图2C中所示实施方式外，所述逻辑电路U2的功能也可以通过调换图2C中的所述延时电路210和所述反相器211的连接位置实现。当然，所述逻辑电路U2也可由其他任何能够实现其功能的电路组成。
参考图2D，所示为图2A所示的反激式同步整流开关电源中同步整流管控制器的一种实施方式。所述同步整流管控制器U3包括过零检测电路220和第一 RS触发器222，所述过零检测电路220包括第一比较器220、第二比较器221、第一单脉冲发生器224和第二单脉冲发生器225，所述第一比较器222的同相输入端和所述第二比较器223的反相输入端共同连接所述转换电路201的输出端，用以接收所述第二控制信号Vffil ;所述第一比较器222的反相输入端用于接收第一参考电压Vrafl,输出端产生第一比较信号Va给第一单脉冲发生器224的输入端；第一单脉冲发生器224的输出端产生复位信号Vk给所述第一 RS触发器221的复位端R以复位所述同步整流管控制信号Vffi ;所述第二比较器223的反相输入端用于接收第二参考电压Vraf2,输出端产生第二比较信号Ve2给第二单脉冲发生器225的输入端；第二单脉冲发生器225的输出端产生置位信号Vs给所述第一 RS触发器221的置位端S以置位所述同步整流管控制信号Vffi ;所述第一 RS触发器221的Q端连接所述同步整流管Q2的控制端用以产生所述同步整流管控制信号Vffi ;其中，所述第一参考电压VMfl可以设置为略小于零，所述第二参考电压V,ef2可以设置为略大于零。结合图2E，所示为图2D中实例方式的信号波形图，其工作原理可以描述如下在t8时刻，当所述第二控制信号Vffil产生负尖峰信号而小于所述第一参考电压VMfl和第二参考电压VMf2时,所述第一比较信号Va跳变为低电平，所述第二比较信号Ve2为高电平，所述同步整流管控制信号Vffi因置位而为高电平；在t9时刻，当所述第二控制信号Vffil正向到达所述第一参考电压VMfl时，所述第一比较信号Va跳变为高电平，所述第一单脉冲发生器224产生一个单脉冲的复位信号Vk以使所述同步整流管控制信号Vffi因复位而跳变为低电平；在t1(l时刻，当所述第二控制信号Vffil产生正尖峰信号而大于所述第二参考电压VMf2时，所述第二比较信号Ve2跳变为低电平，所述同步整流管控制信号因复位而仍为低电平；在tn时刻，当所述第二控制信号Vffil负向到达所述第二参考电压VMf2时，所述第二比较信号Ve2跳变为高电平，所述第二单脉冲发生器225产生一个单脉冲的置位信号Vs以使所述同步整流管控制信号Vffi因置位而跳变为高电平；以此反复，同步整流管控制器U3可根据所述第二控制信号Vffil产生所述同步整流管控制信号。除图2D中所示实施方式外，所述同步整流管控制器U3的功能也可由其他电路实现。在图2C和图2D所示的实施例中，采用在所述逻辑电路U2中加入反相器211以最终实现所述同步整流管控制信号和所述原边开关管控制信号Vff的反相。本技术领域中 的普通技术人员可由此可以推知，还可通过仅在所述逻辑电路U2中加入所述延时电路210，而在所述同步整流管控制器U3中加入反相器以最终实现所述同步整流管控制信号Vffi和所述原边开关管控制信号Vgp的反相。此外，在本实施例中，所述反激式同步整流开关电源还包括一个隔离电路202，所述隔离电路202可由隔离电容Cyb实现。所述隔离电容Cyb跨接在原边地和副边地之间，用于对所述反激式同步整流开关电源的原边地GND1和副边地GND2进行隔离。在此，所述原边开关管控制器U1的参考地为原边地GND1，所述同步整流管驱动器U3的参考地为副边地GND2。由此可见，在本实施例中，通过控制所述第一控制信号Vm与所述原边开关管控制信号Vff的时序关系，能够根据所述原边开关管控制信号Vot产生所述第一控制信号Vm，同时通过采用所述转换电路201，能够快速准确地将所述第一控制信号Vm转换为所述第二控制信号Vffil,并通过所述同步整流管控制器U3将所述第二控制信号Vffil转换为所述同步整流管控制信号Vffi,以实现对所述同步整流管Q2的控制。该方案不仅可以避免所述原边开关管Q1和所述同步整流管Q2的交叉导通，还可以尽可能地减小所述同步整流管Q2的反并联二极管D的导通时间，最大程度地提高系统效率。由于本实施例中，所述转换电路采用微分电容Cya和微分电阻Rya实现，相比图IB中采用变压器传输信号，能够大大地减少成本和体积，提高功率密度。此外，本实施例中的隔离电路202采用隔离电容Cyb实现，可以抑制共模干扰，防止电容器失效后，不会导致电击、危及人身安全的问题，增强同步整流开关电源的可靠性和安全性。实施例二如图3所不的实施例是在图2A电路的基础上改进后的一种反激式同步 整流开关电源。与图2A所示反激式同步整流开关电源不同的是，为保护所述原边开关管控制器U1和所述同步整流管控制器U3，本实施例加入了第一钳位电路301和第二钳位电路302。所述第一钳位电路301包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一钳位电压Vapi和第二钳位电压Vap2，所述第一二极管D1的阴极连接至第一钳位电压VaP1，阳极连接所述第二二极管D2的阴极，其公共端连接所述转换电路201的输入端，所述第二二极管D2的阳极连接第二钳位电压Vap2 ;所述第二钳位电路302包括第三二极管D3、第四二极管D4、第三钳位电压Vap3和第四钳位电压Vap4，所述第三二极管D3的阴极连接至第三钳位电压VaP3，阳极连接第四二极管D4的阴极，其公共端转换电路201的输出端，所述第四二极管D4的阳极连接至第四钳位电压^_。其中，设置所述第一钳位电压Vapi略高于第一控制信号Vm的最大值，所述第二钳位电压Vap2略小于所述第一控制信号Vepi的最小值,所述第一钳位电压Vapi和所述第二钳位电压Vap2都以原边地GND1作为参考地；设置所述第三钳位电压Vap3的值略大于所述差分信号Vffis的最大值，所述第四钳位电压Vap4的值略小于所述第二控制信号Vffil的最小值，所述第三钳位电压Vap3和所述第四钳位电压Vap4都以副边地GND2作为参考地。由于所述第一钳位电路301的存在，当所述第一控制信号Vm的电压因受到干扰而产生波动导致其最大值高于Vapi时,所述第一二极管D1导通,将第一控制信号Vepi的电压钳位至所述第一钳位电压Vapi ;当所述第一控制信号Vm的电压因受到干扰而产生波动导致其最小值低于Vap2时，所述第二二极管D2导通，将第一控制信号Vm的电压钳位至所述第二钳位电压Vap2。同理，由于所述第二钳位电路302的存在，当所述第二控制信号Vffil因受到干扰而产生波动导致其最大值高于Vap3时，所述第三二极管D3导通，将所述第二控制信号Vffil的电压钳位至所述第三钳位电压Vap3 ;当所述第二控制信号Vffil的电压因受到干扰而产生波动导致其最小值低于Vap4时，所述第四二极管D4导通，将所述第二控制信号Vffil的电压钳位至所述第四钳位电压VaP4。除第一钳位电路301和第二钳位电路302外，本实施例中的其余部分电路结构和工作原理与图2A中所示反激式同步整流开关电源相同，在此将不再赘述。由此可知，由于所述第一钳位电路301和所述第二钳位电路302的存在，可避免因干扰而导致所述第一控制信号Vm和所述第二控制信号Vffil幅值过大或过小的现象，以保护所述原边开关管控制器U1和所述同步整流管控制器U3正常工作。 此外，所述第三钳位电压Vap3还可以为所述同步整流管控制器U3提供偏置电压，所述微分电容Cya还可以为所述同步整流管控制器U3提供驱动能量。本领域普通技术人员可知，所述第一钳位电路301和所述第二钳位电路302也可由其他合适电路实现。实施例三如图4所示为本发明实施例三中正激式同步整流开关电源。所述正激式同步整流开关电源包括功率级电路和驱动电路，其中所述功率级电路包括滤波电容C1、变压器T、原边开关管Qp同步整流管Q2、同步整流管Q3和输出滤波电容Crat ;所述驱动电路包括原边开关管控制器U1、逻辑电路U2、转换电路201和同步整流管控制器U3。与图2A所示实施例一中反激式同步整流开关电源不同的是，在本实施例中，所述变压器T为同名端连接，所述同步续流管Q3与所述输出滤波电容Cwt并联连接，所述同步整流管控制器U3除产生所述同步整流管控制信号Vffi外，还同时产生一同步续流管控制信号VJ以控制所述同步续流管Q3的开通与关断，此处同步整流管控制器U3的实施方式可采用如图2D所示实施方式，其中，图2D实施例中第一 RS触发器221的Q非端用于输出所述同步续流管控制信号VJ ;所述 正激式同步整流开关电源的其余部分的连接方式与主要功能，以及所述微分电容Cya，隔离电容Cyb和所述微分电阻Rya的取值范围均与图2A所示实施例一中反激式同步整流开关电源类似，在此将不再赘述。值得注意的是，由于本实施例的功率级电路拓扑结构与图2A所示不同，本实施例中所述原边开关管Q1导通时，所述同步整流管Q2同时导通；所述原边开关管Q1关断时，所述同步整流管Q2也同时关断。因此，本实施例中的正激式同步整流开关电源驱动电路的工作原理与图2A至图2D所示的反激式同步整流开关电源驱动电路略有不同。其区别在于，本实施例中，由于同步整流管Q2始终与原边开关管Ql同相，因而不需在所述逻辑电路％或者所述同步整流管控制器U3中加入所述反相器211，即所述第一控制信号Vm由所述原边开关管控制信号Vff经过所述逻辑电路U2经过延时得到，所述同步整流管控制信号Vffi由第二控制信号Vffil经过同步整流管控制器U3得到；而其余部分工作原理均与反激式同步整流开关电源驱动电路类似，在此将不再赘述。在本实施例中，尖峰信号的宽度和延时时间的设置也与反激式同步整流开关电源驱动电路类似，在此将不再赘述。实施例四如图5所示为本发明实施例四中推挽式同步整流开关电源。与图4所示实施例三中正激式同步整流开关电源不同的是，本实施例中的功率级电路采用推挽式拓扑，其结构为本领域普通技术人员所熟知，在此将不再赘述。为适应推挽式拓扑结构，所述原边开关管控制器U1和所述同步整流管控制器U3均需要产生两路控制信号，在此实施例中，由于所述原边开关管Q1和所述同步整流管Q2的控制信号始终保持同相，因此可依据图4所示正激式同步整流开关电源的驱动电路来实现对本实施例所述推挽式同步整流开关电源的控制；另夕卜，由于原边开关管Q1和同步整流管Q4的控制信号始终反相，因此也可依据图2A所示反激式同步整流开关电源的驱动电路来实现对本实施例所述推挽式同步整流开关电源的控制；同样地，也可根据原边开关管Q3与同步整流管Q2或者与同步整流管Q4的控制信号的关系，选择图2A或者图4中实施例所采用的驱动方式来实现对本实施例所述推挽式同步整流开关电源的控制。
由此，可知，本领域普通技术人员可依据不同拓扑结构的同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态的逻辑关系，选择本发明中合适的驱动电路进行控制。例如当逻辑电路U2所依据的原边开关管开关状态与同步整流管控制器U3第一输出端(例如图2D所示同步整流管控制器U3实施例的第一 RS触发器221的Q端)所控制的同步整流管开关状态为反相时，可以依据图2A中反激式同步整流开关电源驱动电路的原理设计驱动电路。当逻辑电路U2所依据的原边开关管开关状态与同步整流管控制器U3第一输出端(例如图2D所示同步整流管控制器U3实施例的第一 RS触发器221的Q端)所控制的同步整流管开关状态为同相时，可以依据图4中正激式同步整流电路的的原理设计驱动电路。图2A所示实施例的驱动电路与图4所示的驱动电路的不同之处在于，图2A所示实施例在原边开关管控制器U1或者同步整流管控制器U3中加入了反相器。实施例五
如图6所示为本发明实施例五中全桥式同步整流开关电源。本实施例的驱动电路可依据实施例四中推挽式同步整流开关电源驱动电路的原理实现，在此将不再赘述。本领域普通技术人员可知，本发明图3所示的实施例对于图2A所示的实施例的改进同样适用于图4、图5、图6中所示的实施例。如图7A所示为本发明控制和驱动方法的第一种实施例的流程图，其包括以下步骤S701 :当所述原边开关管开关状态与所述同步整流管开关状态应互为反相信号时，产生所述原边开关管控制信号；S702 :对所述原边开关管控制信号进行反相和延时控制，得到第一控制信号；S703 :对所述第一控制信号进行微分转换，得到第二控制信号；S704:根据所述第二控制信号，产生一与所述原边开关管控制信号反相的所述同步整流管控制信号。其中，步骤S702中也可仅包含延时控制，而在步骤S704中，根据所述第二控制信号产生第三控制信号，对所述第三控制信号进行反相控制以产生一与所述原边开关管控制信号反相的所述同步整流管控制信号。如图7B所示为本发明控制和驱动方法的第二种实施例的流程图，其包括以下步骤S705 :当所述原边开关管开关状态与所述同步整流管开关状态一致时，产生所述原边开关管控制信号；S706 :对所述原边开关管控制信号进行延时控制，得到第一控制信号；S707 :对所述第一控制信号进行微分转换，得到第二控制信号；S708:根据所述第二控制信号，产生一与所述原边开关管控制信号同相的所述同步整流管控制信号；其中，所述原边开关管控制信号与所述同步整流管控制信号分别用于控制所述同步整流开关电源功率级电路中的原边开关管和同步整流管的开通与关断。在步骤S701和步骤S705中，进一步包括，当所述同步整流开关电源功率级电路中具有一个以上原边开关管时，可以根据需要设定其中一个原边开关管的控制信号为所述原边开关管控制信号，其余的原边开关管的控制信号可以依据其与所设定的原边开关管控制信号的逻辑关系产生；在步骤S702和步骤S706中，对所述原边开关管控制信号的延时控制可通过一 RC延时电路实现。此外，在步骤S702中，对所述原边开关管控制信号的反相控制可通过一反相器实现。在步骤S703和步骤S707中，对所述第一控制信号的微分转换可通过一 RC微分电路实现。
在步骤S704和步骤S708中，可根据所述第二控制信号，采用一过零检测电路和一RS触发器来产生所述同步整流管控制信号。同样，进一步包括，当所述同步整流开关电源功率级电路中具有一个以上同步整流管时，可以根据需要设定其中一个同步整流管的控制信号为所述同步整流管控制信号，其余的同步整流管的控制信号可以依据与所设定的同步整流管控制信号的逻辑关系产生。此外，在本实施例中，还包括对所述同步整流开关电源功率级电路的原边地和副边地进行隔离，该隔离可通过一电容来实现。当然，本实施例中的反相控制、延时控制、对所述第一控制信号的转换、所述同步整流管控制信号的产生方式以及隔离方式也可由本领域普通技术人员所知的其它合适的电路结构实现。除本发明实施例中所列举的反激式、正激式、推挽式、全桥式拓扑结构外,本发明还可应用在其他合适拓扑结构中。以上对依据本发明的优选实施例的开关型调节器的同步整流开关电源驱动电路及控制方法进行了详尽描述，本领域普通技术人员据此可以推知其他技术或者结构以及电路布局、元件等均可应用于所述实施例。本说明书中的各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
权利要求
1.一种控制和驱动电路，应用于一同步整流开关电源中，其特征在于，包括 原边开关管控制器，用于产生原边开关管控制信号； 逻辑电路，用于根据接收到的所述原边开关管控制信号来产生第一控制信号； 转换电路，用于根据接收到的所述第一控制信号来产生第二控制信号； 同步整流管控制器，用于根据接收到的所述第二控制信号来产生同步整流管控制信号，并根据所述同步整流开关电源的拓扑结构，保证所述原边开关管控制信号和所述同步整流管控制信号同相或者反相。
2.根据权利要求I所述的控制和驱动电路，其特征在于，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时， 所述逻辑电路包括延时电路和反相器，根据所述原边开关管控制信号进行延时和反相控制以产生所述第一控制信号； 所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生所述同步整流管控制信号。
3.根据权利要求I所述的控制和驱动电路，其特征在于，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时， 所述逻辑电路包括延时电路和反相器，所述延时电路用于将接收到的所述原边开关管控制信号进行延时以产生所述第一控制信号； 所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生第三控制信号； 所述反相器用于将所述第三控制信号进行反相以产生所述同步整流管控制信号。
4.根据权利要求I所述的控制和驱动电路，其特征在于，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态一致时， 所述逻辑电路包括延时电路，所述延时电路用于将接收到的所述原边开关管控制信号进行延时以产生所述第一控制信号； 所述同步整流管控制器根据所述第二控制信号的过零时刻产生所述同步整流管控制信号。
5.根据权利要求I所述的控制和驱动电路，其特征在于，所述转换电路包括微分电容和微分电阻。
6.根据权利要求I所述的控制和驱动电路，其特征在于，进一步包括跨接在所述同步整流开关电源的原边地与副边地之间的隔离电路，用于隔离所述同步整流开关电源的原边地和副边地。
7.根据权利要求6所述的控制和驱动电路，其特征在于，所述隔离电路包括隔离电容。
8.根据权利要求I所述控制和驱动电路，其特征在于，进一步包括第一钳位电路，第二钳位电路，所述第一钳位电路用于保护所述原边开关管控制器；所述第二钳位电路用于保护所述同步整流管控制器。
9.根据权利要求8所述控制和驱动电路，其特征在于，所述第一钳位电路包括第一二极管、第二二极管、第一钳位电压和第二钳位电压，当所述第一控制信号的幅值大于所述第一钳位电压或小于所述第二钳位电压时，所述第一钳位电路将所述第一控制信号的幅值钳位至所述第一钳位电压或所述第二钳位电压；所述第二钳位电路包括第三二极管、第四二极管、第三钳位电压和第四钳位电压，当所述第二控制信号的幅值大于所述第三钳位电压或小于所述第四钳位电压时，所述第二钳位电路将所述第二控制信号的幅值钳位至所述第三钳位电压或所述第四钳位电压。
10.一种控制和驱动方法，应用于一同步整流开关电源中，其特征在于，包括以下步骤 产生所述原边开关管控制信号； 将所述原边开关管控制信号经过逻辑运算后产生第一控制信号； 将所述第一控制信号经过微分转换后产生第二控制信号； 将所述第二控制信号经过控制后产生同步整流管控制信号。
11.根据权利要求10所述的控制和驱动方法，其特征在于，进一步包括对原边地和副边地进行隔离。
12.根据权利要求10所述的控制和驱动方法，其特征在于，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态相反时，所述逻辑控制包括对所述原边开关管控制信号进行反相和延时控制以得到所述第一控制信号，所述同步整流管控制信号根据所述第二控制信号产生与所述原边开关管控制信号反相的所述同步整流管控制信号。
13.根据权利要求10所述的控制和驱动方法，其特征在于，当所述同步整流开关电源中的原边开关管和同步整流管的开关状态一致时，所述逻辑控制包括对所述原边开关管控制信号进行延时控制以得到所述第一控制信号，所述同步整流管控制信号根据所述第二控制信号产生与所述原边开关管控制信号同相的所述同步整流管控制信号。
全文摘要
本发明提供一种控制和驱动电路，应用于一同步整流开关电源中，包括原边开关管控制器用于产生原边开关管控制信号；逻辑电路用于根据接收到的原边开关管控制信号来产生第一控制信号；转换电路用于根据接收到的第一控制信号来产生第二控制信号；同步整流管控制器用于根据接收到的第二控制信号来产生同步整流管控制信号，并根据同步整流开关电源的拓扑结构保证原边开关管控制信号和同步整流管控制信号同相或者反相。本发明还提供一种控制和驱动方法以解决根据原边开关管控制信号产生控制同步整流管开通与关断的同步整流管控制信号，避免同步整流电源出现交叉导通问题，且实现同步整流开关电源的高频化、低成本、小体积和高效率。
文档编号H02M7/12GK102969912SQ201210407340
公开日2013年3月13日 申请日期2012年10月23日 优先权日2012年10月23日
发明者陈伟 申请人:矽力杰半导体技术(杭州)有限公司