可自动配置的切换/线性调节的系统和方法与流程

本发明大体上涉及电子器件，且更特定来说，涉及电压调节器。

背景技术：
DC-DC转换器是一种将直流(DC)源从一个电压电平转换为另一电压电平的电子电路。DC-DC转换器在例如手机和膝上型计算机等便携式电子装置中较为重要。此类电子装置常常含有若干子电路，每一子电路具有不同于靠电池或外部供应器供应的电压电平要求的其自身的电压电平要求(有时高于或低于供应电压)。另外，电池电压随着其存储的电力耗尽而下降。切换DC-DC转换器提供一种从部分降低的电池电压增加电压的方法，从而节省了空间，而不是使用多个电池来实现同一目的。大多数DC-DC转换器还调节输出电压。一些例外包含：高效率LED电源，其为一种DC-DC转换器，其调节穿过LED的电流；以及简单的电荷泵，其将输入电压倍增或增至三倍。线性调节器仅可在来自输入的较低电压下进行输出。当电压降较大且电流较高时，它们非常低效，因为它们耗散等于输出电流与电压降的乘积的热量；因此，它们通常不用于大电压降高电流应用。低效率浪费了电力并且需要较高额定且因此更昂贵且更大的组件。由高功率供应器耗散的热量是自身问题，且必须将其从电路移除以防止不可接受的温度升高。如果电流较低，那么线性调节器是实用的，所耗散的电力较小，但其可仍然是所消耗的总电力的较大部分。它们常常用作较高电流的简单调节的电力供应器的一部分：变压器产生电压，所述电压在被整流时比偏置线性调节器所需的电压高一点。线性调节器降低过高电压，从而减小人为产生的波纹电流，并且提供独立于来自变压器/桥式整流器的未经调节输入电压和负载电流的正常波动的恒定输出电压。如果使用良好的散热器，那么线性调节器是廉价的，并且比切换调节器简单得多。作为电力供应器的一部分，它们需要变压器，变压器在给定电力电平下比切换模式电力供应器所需的变压器大。线性调节器可提供极低噪声输出电压，且非常适合于向噪声敏感的低功率模拟和射频电路供电。普遍的设计方法是使用LDO、低压降调节器，其向低功率电路提供局部的“负载点”DC供应。电子切换模式DC-DC转换器通过临时存储输入能量且随后以不同电压将所述能量释放到输出而一个DC电压电平转换为另一电压电平。所述存储可在磁场存储组件(电感器、变压器)或电场存储组件(电容器)中。此转换方法比线性电压调节(其将不想要的电力耗散为热量)的电力效率高(常常75％到98％)。此效率对于增加靠电池操作的装置的运行时间是有益的。所述效率归因于功率FET的使用而得到增加，功率FET能够以高频率比功率双极晶体管更高效地切换，功率双极晶体管招致更多的切换损耗且需要更复杂的驱动电路。DC-DC转换器中的另一重要革新是使用同步整流，从而用具有低“接通电阻”的功率FET取代飞轮二极管，进而减少切换损耗。切换转换器的缺陷包含复杂性、电子噪声(EMI/RFI)，且有一定程度的成本，但这随着芯片设计中的进步而有所减小。在可能需要线性和切换调节两者时，存在先前解决方案在提供电力调节方面迄今未解决的需要。

技术实现要素：
本发明的实例性实施例提供可自动配置的切换/线性调节的系统。简要描述，在架构方面，系统的一个实例性实施例尤其可如下实施：DC-DC转换器包括：比较器/误差放大器；逻辑模块；高侧驱动器；以及低侧驱动器，所述逻辑模块经配置以在切换模式中在所述高侧驱动器与所述低侧驱动器之间切换，且经配置以在线性模式中仅驱动所述高侧驱动器或所述低侧驱动器。本发明的实施例还可被视为提供可自动配置的切换/线性调节的方法。在此方面，此方法的一个实施例尤其可通过以下步骤来宽泛地概括：针对DC-DC转换器在切换模式与线性模式之间进行选择，所述DC-DC转换器包括高侧驱动器和低侧驱动器，切换模式进一步包括交替地切换所述高侧驱动器和所述低侧驱动器，线性模式进一步包括仅驱动所述高侧驱动器。附图说明图1A是切换转换器的电路图。图1B是线性转换器的电路图。图2是模式确定电路的实例性实施例的电路图。图3A是处于切换模式中的可自动配置的切换/线性调节的系统的实例性实施例的电路图。图3B是处于线性模式中的可自动配置的切换/线性调节的系统的实例性实施例的电路图。图4是具有外部配置指令的可自动配置的切换/线性调节的系统的实例性实施例的电路图。图5是具有阻抗/导纳值确定的可自动配置的切换/线性调节的系统的实例性实施例的电路图。图6是图3A的误差放大器的实例性实施例的电路图。图7是可自动配置的切换/线性调节的方法的实例性实施例的流程图。具体实施方式下文将参考附图更全面地描述本发明的实施例，在附图中，若干图中的相同的数字表示相同的元件，且在附图中，展示了实例性实施例。然而，权利要求书的实施例可以不同的形式来体现，且不应将权利要求书解释为限于本文所陈述的实施例。本文中所陈述的实例是非限制性实例，且仅为其它可能的实例当中的若干实例。在许多应用中需要电压调节器。两种最普遍类型的电压调节器是线性调节器和切换调节器。如图1A中所提供，切换调节器100在其输出处需要电感器和电容器来过滤切换的输出电压。切换调节器100提供比线性调节器高得多的电力效率。切换调节器可在输入及输出电压范围上有高达90％的效率。具有1.8V的Vin和1V的Vout的切换转换器可实现85％到95％的效率，其导致仅15％的电力被转换为热量。因此，使用切换调节器100节省了系统的总电力。然而，在切换调节器100情况下，使用额外的无源装置，例如电感器和电容器。取决于负载需求的电力，所述电感器往往非常大。如图1B中所提供，线性调节器150仅在输出上需要电容器。线性调节器用于需要低成本的应用中，且其可能需要或者可能不需要外部电容器。所述输出电容器取决于负载瞬时曲线。当负载改变时，如果调节器无法立即响应于负载改变，那么在调节器的输出处使用某一存储元件(电容器)来供应电荷，直到调节器可赶上需求为止。归因于极低的面积以及不需要外部电容器或者需要一个外部电容器，线性调节器150通常是成本极低的设计。然而，线性调节器150可提供较低的电力效率，其为Vout除以Vin的比率。因此，举例来说，如果Vout是1V且Vin是1.8V，那么电力效率是60％，从而导致剩余的40％的电力被转换为热量。在一些应用中，对半导体裸片的这种加热可能是不合意的。在一些应用中，举例来说，终端设备制造商可具有电力供应节点，所述电力供应节点可被配置成切换调节器或线性调节器，其取决于客户的要求。本文中所揭示的可自动配置的切换/线性调节的系统和方法取决于客户的要求而将同一转换器修改成操作为线性调节器或切换调节器。在一实例性实施例中，同一装置可操作为DC-DC切换调节器或操作为线性调节器。然而，在先前的解决方案中，可已向软件通知应用需要线性调节器还是切换调节器。如果向软件通知需要线性调节器，那么其配置用于线性调节器的硬件；且如果向软件通知需要切换调节器，那么其配置用于切换调节器的硬件。然而，此配置方法的缺点是，针对两个不同客户使用两个不同软件算法。如果切换调节器是给芯片上电的主调节器，那么软件必须在硬件之前上电，且此解决方案无法应用。本文中所揭示的可自动配置的切换/线性调节的系统和方法在于任一模式中启动调节器之前加以区别，以识别如何根据客户应用来对其进行配置。如果应用是针对线性调节器，那么在输出上将不存在电感器；将仅存在电容器。作出所述确定以在仅电容器与电感器和电容器之间进行检测。随后基于所述确定，选择模式。随后将硬件转换为DC-DC转换器操作或线性调节器操作。图2提供用于确定将输出配置为切换调节器还是线性调节器的实例性实施例的电路可200。电路200包含环形振荡器210、驱动器220、开关230、取样电容器240、取样比较器250和锁存器260。为了检测/区别输出上的电感器/电容器以及仅电容器，例如在50MHZ相对高的频率下操作的环形振荡器210可用于用驱动器220驱动输出负载。开关230用于对驱动器220的输出进行取样。开关230可以与环形振荡器210相同的频率切换。随着开关230切换，在样本电容器240上取样输出电压。用样本比较器250在预定时间将所述所取样的电压与参考电压进行比较，且用锁存器260锁存所述所取样的电压。当样本电容器240上的电压被仅电容器滤波器滤波时，所述电压将展现出在所述电压被电感器/电容器滤波器滤波时将具有的特性不同的特性。如果电感器/电容器滤波器存在，那么其将导致样本电容器240上的电压升高，且稳定到驱动器220的供应电压。如果滤波器是仅电容器，且以较高频率切换Vout，那么电容器充当到高频信号的短路，且Vout将归因于高频下的低阻抗电容器而耦合到接地。在实例性实施例中，在预定义时间之后将所累加的经取样电压与参考电压进行比较，且作出决策。如果经取样电压较高，那么转换器将被配置为切换调节器。如果经取样电压较低，那么转换器将被配置为切换调节器。比较器250的输出被锁存且客户平台的配置得到确定。随后可将硬件配置为DC-DC切换转换器或线性调节器。在实例性应用中，来自电话制造商的请求归因于电力效率问题而指定集成式DC-DC转换器。还针对具有价格敏感性问题的另一客户来制造同一电话。可使用此单一装置，其取决于在成本较重要时偏好于线性调节器还是在效率较重要时偏好于切换调节器的客户要求。图3A提供被揭示为经配置以用于切换调节器的所揭示的系统和方法的实例性实施例的电路图300。电路图300包含调节器装置310，调节器装置310包含比较器/误差放大器315、逻辑块320、P驱动器325、N驱动器330、PMOS晶体管340和NMOS晶体管345。用电感器350和电容器360对切换调节器的输出进行滤波以驱动负载370。调节器装置310被配置为具有由P驱动器325驱动的PMOS晶体管340和由N驱动器330驱动的NMOS晶体管345的切换调节器。驱动P驱动器325或N驱动器330的信号来自逻辑块320，逻辑块320的输入来自比较器315。比较器315将输出电压与参考电压进行比较，且其在驱动PMOS晶体管340与NMOS晶体管345之间进行双态切换。如果输出降到参考以下，那么PMOS晶体管340接通。如果输出高于参考，那么NMOS晶体管345接通。图3B提供经配置以用于线性调节器的所揭示的系统和方法的实例性实施例的电路301。在电路301中包含调节器装置311，调节器装置311包含比较器/误差放大器316和PMOS晶体管341。在将调节器装置311转换为线性调节器的过程中，NMOS侧断开且逻辑块和驱动器被绕过。PMOS开关341用于线性调节器，且比较器/误差放大器316用作误差放大器。如果比较器/误差放大器316正用作比较器或用作误差放大器，因此补偿网络在线性调节器模式中被切换，那么补偿略有不同。图4提供使用外部配置构件的可自动配置的切换/线性调节的系统和方法的实例性实施例的电路图400。可自动配置的装置410包含上电逻辑420、输出滤波器检测模块430、多路复用器440和调节器450。外部装置/主机460可用于配置调节器。取决于调节器450的所要配置，在实例性实施例中，外部装置/主机460可将所述信息加载到多路复用器440中。如果外部装置/主机460将把晶体管450配置为LDO或切换调节器，那么通过多路复用器440绕过输出滤波器检测模块430。如果外部装置/主机460不将信息供应给多路复用器440，那么所述输出滤波器被检测为电感器/电容器或仅电容器。随后通过多路复用器440来处理所述信息，且配置调节器450。图5提供具有阻抗/导纳值确定的可自动配置的切换/线性调节的系统500的实例性实施例。装置510包含调节器控制回路520、阻抗监视器模块530、测试信号产生器540和多路复用器550。可通过阻抗监视器模块530来确定输出滤波器560的输入阻抗或导纳的量值。阻抗监视器模块530可将状态位发送到外部装置/主机570以用于补充目的，且发送到调节器控制回路520以配置所述控制回路，其取决于输出滤波器560的类型以及输出滤波器560的值。图5中的输出可由调节器控制回路520或由测试信号产生器540控制。在测试阶段中，绕过常规操作且通过多路复用器550将测试信号从测试信号产生器540发送到输出。可由测试信号产生器540在内部产生测试信号，或可替代地在外部产生测试信号。当测试信号被传送到装置510的输出时，输出的特性将确定存在哪种类型的滤波器：在输出上是电感器/电容器还是仅电容器。用阻抗监视器模块530来监视输出的阻抗，阻抗监视器模块530检测输出节点处的阻抗或导纳的值。基于所述检测，配置状态位。可由所述装置或调节器控制回路520在内部使用所述状态位。还可将所述状态位呈现为到外部装置或主机的输出，其可用于其它目的。由测试信号产生器540输出的非限制性实例信号包含正方形波、阶跃输入、正弦波以及阶跃电流。可通过确定阻抗/导纳值来确定电感器/电容器的值，且基于所述确定，调节器控制回路520可经配置以使得调节器的回路动态得到优化。为了确定输入阻抗，使用比较器来确定经取样值是高于还是低于参考。如果经取样值高于参考，那么设定第一位；如果其低于参考，那么设定第二位，以检测连接到输出的电感器/电容器或仅电容器的多个范围。举例来说，参考值可随电阻器阶梯和开关而变化。另外，上升时间将基于输出滤波器560中的组件的值而变化。经取样电压达到输出电平所花费的时间将基于输出上的输出滤波器560中的组件而不同。在实例性实施例中，通过多路复用器550将来自测试信号产生器540的固定测试信号施加到输出，且在固定时间之后对所述输出进行取样。所述经取样信号将基于输出阻抗而具有不同的上升时间。因此，特定时间之后的样本值将给出输出滤波器560的阻抗的指示。图6提供具有待切入的额外补偿的比较器/误差放大器的实例性实施例的电路图615。在切换调节器模式中，其将作为比较器而操作，且在线性调节器模式中，其将作为误差放大器而操作。典型的比较器包含晶体管617、605、610、620、625、650和630。不需要补偿。典型的误差放大器包含晶体管617、605、610、620、625、640和650。额外的补偿包含电阻器655、电容器660和电阻器670。在此模式中，晶体管630被电阻器670和晶体管640取代。图7提供可自动配置的切换线性调节的方法的实例性实施例的流程图700。在方框710中，作出关于电感器是否存在于电压调节器的输出上的确定。如果存在电感器，那么在方框730中，调节器经配置以在切换模式中操作。如果不存在电感器，那么在方框720中，调节器在线性模式中操作。虽然已详细描述本发明，但应理解，在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下，可对本发明作出各种改变、替代和更改。