开关模式电源和操作开关模式电源的方法与流程

本技术领域一般涉及开关模式电源（SMPS:es）和操作开关模式电源的方法。

背景技术：

使用具有恒定占空比（duty cycle）的固定比（fixed ratio）转换器中间总线转换器（IBC）引起输出电压取决于输入电压范围而在大范围中变化。这对输入电压范围施加限制，以便避免对由IBC提供的负载转换器的下游点的过电压。通过控制和切换变压比，可减小输出电压范围。

在大多数SMPS拓扑中，输出电压与输入电压成正比，，其中D是占空比，并且如果在SMPS中使用变压器，那么n是变压比。

缺少对输出电压的控制的固定比转换器或中间总线转换器（又称为未调节转换器）以固定的最大化占空比运行。这产生最大化的功率效率，因为除了在切换期间所需的停工时间以外，转换器在几乎100%的时间传递能量。通过这种策略，输出电压根据以上公式随输入电压变化。通过称为负载调节器的点的第二层SMPS来处理电压的窄调节：这种功率体系结构称为中间总线体系结构，见美国专利No.7787261 B1。

半调节转换器以降低功率效率的变化的占空比为代价来补偿变化的输入电压（线性调节）。负载影响输出电压，并且输出电压随负载增大而降低，这又称为电压降（drop）。由于SMPS的输出端具有LC滤波器，所以负载瞬变引起输出电压振荡，其中只有固有的寄生电阻抑制振荡。

在上文引用的美国专利No.7787261 B1中描述的准调节总线转换器只在输入电压范围的一部分中被线性调节，而在输入电压范围的其它部分中，使用100%占空比而不调节转换器。这在不增加输出电压范围的情况下产生增加的输入电压范围。

输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化的负载状况和输入电压变化。通常采用电压前馈控制以便减少由于输入电压瞬变的输出电压扰动。这种类型的调节以较低效率为代价提供最稳定的输出电压。

技术实现要素：

背景技术中描述的控制策略在输出电压容差、瞬变响应和功率效率方面具有缺点。由于这些特性中的许多特性彼此依赖，所以优化其中一个特性导致其它特性更差。

一个目的是提供开关模式电源，可以由此来减轻或至少缓解以上缺点。

第一方面涉及一种开关模式电源，它包括开关模式转换器和用于控制开关模式转换器的控制器，其中，提供开关模式转换器用于将输入电压转换为输出电压，并且开关模式转换器包括：在初级侧上，初级绕组和在初级绕组上连接输入电压的基于可控开关的电路；以及在次级侧上，耦合到初级绕组的次级绕组，以及连接在次级绕组上的电容元件，其中作为电容元件上的电压来获得输出电压。初级绕组包括第一绕组部分和至少一个另外的绕组部分；并且基于开关的电路包括能够在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换的可控开关，其中在第一操作状态，输入电压只连接在第一绕组部分上，并且在至少第二操作状态，输入电压连接在所述第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分上，从而使得能够在至少两个不同的变压比之间切换。

控制器可配置成监测输出电压，并可连接成控制可控开关以便响应于监测的输出电压而在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换。由此，可以减小输出电压变化。

开关模式转换器的占空比在开关模式电源的操作期间可以是恒定的，例如最大化。

在一个实施例中，控制器可配置成：当监测的输出电压增加到大于第一阈值电压时，控制可控开关以便从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输出电压降低至小于第一阈值电压时，控制可控开关以便从第一操作状态切换回到第二操作状态。

在另一个实施例中，控制器可配置成：当监测的输出电压增加到大于第一阈值电压时，控制可控开关以便从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输出电压降低至小于第二阈值电压时，控制可控开关以便从第一操作状态切换回到第二操作状态，其中第一阈值电压可高于第二阈值电压以便获得迟滞控制，并避免在单个阈值电压周围变化的输出电压处在操作状态之间频繁切换。

此外，在第一和第二操作状态的每个操作状态，可控开关可以能够在连接状态和断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组可连接至输入电压，并且其中在断开状态，输入电压可从初级绕组断开，从而使得能够改变开关模式转换器的占空比。控制器可配置成：当监测的输出电压增加到大于第一阈值电压时，控制可控开关进行切换以便在一时间段期间将占空比从标称占空比变为较低占空比，同时停留在第二操作状态；并且在该时间段的末端，控制可控开关进行切换以便同时将占空比变回到标称占空比并且将操作状态从第二操作状态变为第一操作状态。

此外，控制器可配置成：当监测的输出电压降低至小于第二阈值电压时，控制可控开关进行切换以便同时将占空比从标称占空比变为较低占空比并且将操作状态从第一操作状态变回到第二操作状态，并且此后控制可控开关进行切换以便在该时间段期间将占空比变回到标称占空比。

时间段可介于约0.1与10ms之间，优选介于约0.2与5ms之间，更优选介于约0.5与2ms之间，并且最优选为约1ms。

较低占空比乘以第二操作状态的变压比可至少近似地等于标称占空比乘以第一操作状态的变压比。

提供以上控制方案以便维持最高的可能功率效率并将输出扼流圈电流(choke current)波纹最小化，同时减小输出电压变化。

在另外的实施例中，控制器可配置成还监测开关模式转换器的输入电压，并控制可控开关以便也响应于监测的输入电压而在第一操作状态和至少第二操作状态之间切换，由此获得迟滞控制（即，切换到第一操作状态与切换到至少第二操作状态相比具有另一触发以便避免在操作状态之间频繁切换）。取决于监测的输出电压和监测的输入电压，上面标识的阈值然后可交换阈值。

这个实施例可被进一步修改以在变压比切换时包括上面公开的变化的占空比。

从而，在一个实施例中，控制器可配置成控制可控开关以便：当满足关于输出和输入电压的第一条件时，从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当满足关于输出和输入电压的第二条件时，从第一操作状态切换回到第二操作状态。

第一条件可包括：输出电压在第一阈值输出电压以上，并且输入电压在第一阈值输入电压以上；并且第二条件可包括：输出电压在第二阈值输出电压以下，并且输入电压在第二或第一阈值输入电压以下。第二阈值输出电压可低于第一阈值输出电压。第一阈值输入电压可被设置成使得：在第二操作状态中，输出电压升高至第一阈值输出电压以上，同时输入电压升高至第一阈值输入电压以上。

另外，在第一和第二操作状态中的每个状态中，可控开关可以能够在连接状态与断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组连接至输入电压，并且在断开状态，输入电压从初级绕组断开，由此使得能够改变开关模式转换器的占空比。

通过这种能力，控制器可配置成：当满足第一条件时，控制可控开关进行切换以便在一时间段期间将占空比从标称占空比变为较低占空比，同时停留在第二操作状态；并且在所述时间段的末端，控制可控开关进行切换以便同时将占空比变回到标称占空比并将操作状态从第二操作状态变为第一操作状态。对应地，控制器可配置成：当满足第二条件时，控制可控开关进行切换以便同时将占空比从标称占空比变为较低占空比并将操作状态从第一操作状态变回到第二操作状态，并且此后控制可控开关进行切换以便在所述时间段期间将占空比变回到标称占空比。

较低占空比乘以第二操作状态的变压比可至少近似地等于标称占空比乘以第一操作状态的变压比。所述时间段可如上面所公开的。

通过控制有效初级绕组匝数，可在运行中改变变压比。

初级侧上的基于可控开关的电路可以是全桥、半桥或基于推-拉的电路中的任一种。次级侧电路可以是基于单绕组或双中心抽头绕组的电路中的任一种。转换器可提供有同步和非同步整流电路。

在一个实施例中，可控开关可包括位于三个分支中的六个开关，其中三个分支中的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接至初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接至初级绕组的相反端，并且分支中的第三分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第一绕组部分和所述至少一个另外的绕组部分的点。

在另一个实施例中，初级绕组可包括第一绕组部分、第二绕组部分和第三绕组部分，其中基于开关的电路可包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关，其中在第一操作状态，输入电压只连接在第一绕组部分上；在第二操作状态，输入电压只连接在第一和第二绕组部分上；并且在第三操作状态，输入电压连接在第一、第二和第三绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。

可控开关可包括位于四个分支中的八个开关，其中四个分支中的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接至初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接至初级绕组的相反端，分支中的第三分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第一和第二绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关之间的点可连接至初级绕组的分离第二和第三绕组部分的点。

如果控制器配置成控制可控开关以便在连接状态与断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组连接至输入电压，并且在断开状态，输入电压从初级绕组断开，那么控制器可配置成控制可控开关以便进行切换，使得每次初级绕组连接至输入电压时，改变通过初级绕组的电流方向。

开关模式转换器可以是DC-DC转换器，例如DC-DC电压向下转换器，例如配置成以10-100V范围中的输入和输出电压进行操作。

第二方面涉及一种基站，所述基站包括第一方面的开关模式电源。

第三方面涉及一种操作第一方面的开关模式转换器的方法。根据该方法，监测输出电压，并且响应于监测的输出电压，在所述第一操作状态和所述至少第二操作状态之间切换可控开关。第三方面的方法可包括根据上面参考第一方面公开的任何控制方案、方法和步骤来切换所述开关。

根据下文给出的实施例的详细描述以及仅作为图示给出的附图1-16，进一步的特性和优点将显而易见。

附图说明

图1用框图来示意性地示出开关模式电源的实施例。

图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源的基站的实施例。

图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例。

图4用图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。

图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制电路布置的实施例。

图6a-d用相应的图示意性地示出在使用图5中的驱动器和控制电路布置的第一控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。

图7a-d是图6a-d的图的放大部分。

图8用图来示意性地示出图5的驱动器和控制电路布置的第二控制方案。

图9a-d用相应的图来示意性地示出在使用图8中示出的第二控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。

图10示意性地示出了在第三控制方案中要使用的逻辑电路。

图11a-d用相应的图来示意性地示出在使用第三控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。

图12用图示意性地示出第四控制方案，

图13a-e用相应的图来示意性地示出在使用第四控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、扼流圈电流和占空比。

图14用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。

图15用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的另外的备选实施例。

图16是操作转换器（诸如，例如图3的转换器）的方法的实施例的示意流程图。

具体实施方式

图1示意性地示出开关模式电源11的实施例，开关模式电源11包括用于将输入电压V_in转换为输出电压V_out的开关模式转换器12、用于驱动转换器12的驱动器15、用于控制驱动器15并且因此控制转换器12的操作的控制器16、以及用于将输入电压V_in向下转换为适合于控制器16的电压以使得可通过输入电压V_in为控制器16供电的管家（housekeeping）或辅助转换器17。

转换器12可以是隔离式DC-DC转换器，它通常将输入电压V_in向下转换为合适的输出功率V_out。转换器12可通常以在10-100V范围中的输入V_in和输出V_out电压进行操作。

图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源11的基站21的实施例。

图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例，其中通过扩展的全桥开关电路来驱动开关式初级绕组变压器。

转换器在初级侧上包括初级绕组X₁和在初级绕组X₁上连接输入电压V_in的基于可控开关的电路31。初级绕组X₁包括第一绕组部分或第一数量的绕组匝数n_p1和第二绕组部分或第二数量的绕组匝数n_p2。基于开关的电路31包括能够在第一操作状态和第二操作状态之间切换的可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁，其中在第一操作状态，输入电压V_in只连接在第一绕组部分n_p1上，并且在第二操作状态，输入电压连接在第一n_p1和第二n_p2绕组部分上，从而使得能够在由下式给出的两个不同的变压比n₁、n₂之间切换：

其中n_s是次级侧上的绕组匝数。

开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁布置在三个分支中，其中在所述三个分支的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支与输入电压V_in并联连接，并且分支中的第一分支的开关Q₁₁、Q₄₁之间的点连接至初级绕组X₁的一端，分支中的第二分支的开关Q₂₁、Q₃₁之间的点连接至初级绕组X₁的相反端，并且分支中的第三分支的开关Q₁₂、Q₄₂之间的点连接至初级绕组X₁的分离第一n_p1和第二n_p2绕组部分的点。

转换器在次级侧上包括耦合到初级绕组X₁的次级绕组X₂、连接到次级绕组X₂的一端的电感元件L以及连接在次级绕组X₂上的电容元件C，其中作为电容元件C上的电压来获得输出电压。次级绕组X₂可以是在每个绕组中具有n_s绕组匝数的双绕组，并且以习惯的方式提供开关Q₅和Q₆用于次级侧切换。

开关模式电源11的控制器16在操作上连接成监测输出电压V_out，并且配置成控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便响应于监测的输出电压V_out而在第一和第二操作状态之间切换，从而减小输出电压变化。

控制器16可配置成控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便在连接状态和断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组X₁连接至输入电压V_in，并且在断开状态，输入电压V_in从初级绕组X₁断开，从而获得合适的占空比。

图4用时序图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。示出到相应开关Q₂₁、Q₄₂、Q₄₁、Q₃₁、Q₁₂、Q₁₁、Q₅和Q₆的门信号以及有效变压比。

首先，具有开关Q₄₁和Q₁₁的分支是有效的，从而产生第一操作状态中的变压比n₁，并且此后具有开关Q₄₂和Q₁₂的分支是有效的，从而产生第二操作状态中的变压比n₂。应注意，第一操作状态中的开关Q₄₁和Q₁₁以及第二操作状态中的开关Q₄₂和Q₁₂与开关Q₂₁和Q₃₁同步，使得在第一和第二操作状态的每个操作状态中，经过初级绕组X₁的电流方向交替。如所指示的，以习惯的方式来切换次级侧上的开关Q₅和Q₆。

与使用全桥切换的固定变压比操作相比较，该切换需要用于驱动开关Q₂₁、Q₄₂、Q₄₁、Q₃₁、Q₁₂、Q₁₁的驱动器的额外集合以及用于选择变压比n的控制电路。

图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制电路布置的实施例，包括用于转换器12的相应分支的驱动器15a-c、用于选择变压比n的控制电路16a、以及脉冲宽度调制器（PWM）51。驱动器15a-c可包含在图1的开关模式电源11的驱动器15中，并且控制电路16a和脉冲宽度调制器51可包含在图1的开关模式电源11的控制器16中。控制电路16a配置成取决于监测的输出电压V_out来选择变压比n，并使得能够开关分支Q₁₂、Q₄₂或分支Q₁₁、Q₄₁。

在图5的驱动器和控制电路布置的第一控制方案中，控制器16配置成控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便：当监测的输出电压V_out增加到大于第一阈值电压V_H时，从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输出电压V_out降低至小于第一阈值电压V_H时，从第一操作状态切换回到第二操作状态。

图6a-d用相应的图示意性地示出在使用第一控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。

仿真由具有三个和四个初级绕组匝以及一个次级绕组匝（即，变压比分别为3:1和4:1）的转换器组成。在范围[30, 60]V中扫描输入电压，将第一阈值电压V_H设置成12V，并将占空比设置成D_nom=95%。输出扼流圈为400nH，并且总电容为1.5mF，这在许多应用中是小电容。

仿真示出三个不同工作区域：

（i）输出电压V_out远低于12V，即，远低于被设置成12V的第一阈值电压V_H，并且当输入电压增加时输出电压增加。使用较低的变压比3:1。

（ii）输出电压V_out几乎恒定在12V左右，并且变压比在不同比之间不断改变，当输出电压降低至小于12V时使用较低比，而当输出电压增加到大于12V时使用较高比。

（iii）输出电压V_out随着进一步增加的输入电压V_in升高到12V以上，恒定地使用较高比4:1。

这意味着，对于38至50V的输入电压范围，可将输出电压保持恒定在12V。

图7a-d是对于37至41V的输入电压范围的图6a-d的图的放大部分，其中明确显示了变压比如何来回改变，从而将输出电压几乎保持恒定在12V左右。

图8用图来示意性地示出用于图5的驱动器和控制电路布置的第二控制方案。

控制器16配置成控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁，以便当监测的输出电压V_out增加到大于第一阈值电压V_H时，从第二操作状态切换到第一操作状态；并且当监测的输出电压V_out降低至小于第二阈值电压V_L时，从第一操作状态切换回到第二操作状态。

第一阈值电压V_H优选地高于第二阈值电压V_L以便获得迟滞控制。

为了选择阈值电压，当它设置最大输出电压时，可首先选择第一阈值电压V_H。为了获得恰当的迟滞，当切换比时，应该满足如下关系：

其中是在初级侧的较低匝数，并且是较高匝数。是由于发生的电压振铃而必须使用的设计裕度。可应用附加的低通滤波以便减小所需的设计裕度。否则，未获得迟滞。

使用V的设计示例得出：

仿真显示，当不使用附加滤波时，需要1V裕度。如果应用滤波器，则可减小裕度。

图9a-d用相应的图来示意性地示出在使用图8中示出的第二控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输出电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。

仿真由具有三个和四个初级绕组匝以及一个次级绕组匝（即，变压比分别为3:1和4:1）的转换器组成。在范围[30, 60]V中扫描输出电压，将第一阈值电压V_H设置成14.5V，将第二阈值电压V_L设置成9.87V，并将占空比设置成D_nom=95%。输出扼流圈（output choke）为400nH，并且总电容为1.5mF。仿真显示，变压比的快速变化导致输出滤波器中的振铃（在输出电压和扼流圈电流中示出）。

在第三控制方案中，开关模式电源的控制器配置成还监测开关模式转换器的输入电压V_in，并配置成还响应于监测的输入电压V_in而控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便在第一操作状态与第二操作状态之间切换。通过这种设计，可以省略上面公开的裕度。

图10示意性地示出在用于图5的驱动器和控制电路布置的第三控制方案中要使用的逻辑电路。为了获得变压比切换，例如在V_H=14.5 V 和V_L=10.87 V，并且仍实现迟滞控制，输入，用于比较的输入电压V_in的阈值电平然后将是：

。

当使用高初级侧绕组数时，来自图10的逻辑电路的SR锁存器的输出等于1，而当使用低初级侧绕组数时，所述输出被重置成0。

当输出电压V_out在V_H以上并且输入电压V_in在以上时，SR锁存器被设置成1，而当输出电压V_out在V_L以下并且输入电压V_in在以下时，SR锁存器被重置。

图11a-d用相应的图来示意性地示出在使用第三控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压和扼流圈电流。仿真使用与上面公开的参数相同的参数。在此变得显而易见的是，用于迟滞的阈值单独不足以获得最佳行为，因为振铃超过了触发电压。

随着变压比的平稳变化，振铃可减小。为此，图12用图来示意性地示出用于图5的驱动器和控制电路布置的第四控制方案。

控制器16配置成：当监测的输出电压V_out增加到大于阈值电压V_H时，控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁进行切换以便在时间段T_change期间将占空比从标称占空比D_nom变为较低占空比D_low，同时停留在第二操作状态中；并且在时间段T_change的末端，控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁进行切换以便同时将占空比变回到标称占空比D_nom并且将操作状态从第二操作状态变为第一操作状态。

当输出电压V_out朝向第二较低阈值电压V_L减小时，相反方向的过程被镜像进行。

因此，控制器16配置成：当监测的输出电压V_out降低至小于第二阈值电压V_L时，控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁进行切换以便同时将占空比从标称占空比D_nom变为较低占空比D_low并且将操作状态从第一操作状态变回到第二操作状态，并且此后控制可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁进行切换以便在时间段T_change期间将占空比变回到标称占空比D_nom。

时间段T_change可介于约0.1与10ms之间，优选介于约0.2与5ms之间，更优选介于约0.5与2ms之间，并且最优选为约1ms，而与改变操作状态同时进行的占空比的变化是瞬时的。

为了获得变压比的平稳变化，较低占空比D_low乘以第二操作状态的变压比n₂应当至少近似地等于标称占空比D_nom乘以第一操作状态的变压比n₁：

图13a-e用相应的图来示意性地示出在使用第四控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、扼流圈电流和占空比。除了将时间段T_change设置为0.5ms之外，该仿真还使用与上文公开的参数相同的参数。占空比是变化的，并且附图仅显示了第一变压比切换的放大部分。

可观察到，已几乎消除了输出电压振铃，并且电流振铃从几乎200A向下减小到50A峰值。还可注意到，当占空比减小时，电流波纹增加。

应明白，上面公开的具有变化的占空比的平稳或软变压器切换可适用于第三控制方案，第三控制方案具有基于输出电压V_out和输入电压V_in的测量的迟滞控制。

应进一步明白，响应于监测的输出电压来接通和断开初级绕组部分以便获得更稳定的输出电压的概念可扩展至任何数量的初级绕组部分，并且因此扩展至具有不同变压比的操作状态。

图14用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。

初级绕组X₁包括第一绕组部分n_p1、第二绕组部分n_p2和第三绕组部分n_p3，并且基于开关的电路101包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁、Q₂₂、Q₃₂，其中在第一操作状态，输入电压V_in只连接在第一绕组部分n_p1上，在第二操作状态，输入电压V_in只连接在第一n_p1和第二n_p2绕组部分上，并且在第三操作状态，输入电压V_in连接在第一n_p1、第二n_p2和第三n_p3绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。

可控开关Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁、Q₂₂、Q₃₂布置在四个分支中，其中所述四个分支的每一个分支中有两个开关，其中每一个分支与输入电压V_in并联连接，并且分支中的第一分支的开关Q₁₁、Q₄₁之间的点连接至初级绕组X₁的一端，分支中的第二分支的开关Q₂₁、Q₃₁之间的点连接至初级绕组X₁的相反端，分支中的第三分支的开关Q₁₂、Q₄₂之间的点连接至初级绕组X₁的分离第一n_p1和第二n_p2绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关Q₂₂、Q₃₂之间的点连接至初级绕组X₁的分离第二n_p2和第三n_p3绕组部分的点。

应进一步明白，除了上文公开的具有同步整流的全桥中心抽头次级侧变压器以外，响应于输出电压来接通和断开初级绕组部分的概念还可适用于各种各样的SMPS拓扑。这样的拓扑包括但不限于：初级侧上的半桥和基于推-拉的电路，以及次级侧上的单绕组和二极管整流电路。该概念可在初级侧电路、次级侧电路和整流类型的任何组合中使用。

图15用电路图来示意性地示出转换器的示例实施例，该转换器可在图1的开关模式电源中使用，并且该转换器基于初级侧上的基于推-拉的电路111以及具有全波二极管整流的单绕组次级侧电路。

采用的SMPS的控制可使用模拟或数字电子设备来实现。控制器可布置在转换器的初级或次级侧上，优选布置在初级侧上。

图16是操作转换器（诸如图3的转换器）的方法的实施例的示意流程图。根据该方法，在步骤121，监测输出电压，并且在步骤122，响应于监测的输出电压，在第一和第二操作状态之间切换可控开关。

图16的实施例可修改成包括根据上文参考图6-13公开的任何控制方案、方法和/或步骤来切换开关。

本领域技术人员应明白，本文公开的实施例只是示例实施例，并且任何细节和措施都仅仅作为示例给出。