本发明涉及一种基于逆阻型三电平的储能并网变流器及其控制方法，属于大容量储能并网技术。
背景技术：
为了满足能源与环境的可持续发展，世界各国纷纷大力发展可再生能源，特别是风能和太阳能成为开发利用的重点。研究表明，如果风电装机占装机总量的比例达到20％甚至更高，电网的调峰能力和安全运行将面临巨大挑战。大规模储能可以有效消纳可再生能源发电，从而在很大程度上提高风电等入网效率，消除风能、太阳能发电波动性对电网稳定性的危害，弥补风能、太阳能发电的间隙性对电网负荷调配的影响，还可以提供快速的有功支撑，增强电网调频能力，使大规模风电及太阳能发电方便可靠地并入常规电网。因此，分布式发电站的储能已经成为新能源开发的核心技术之一。
其次，随着我国经济的发展和居民生活水平的提高，白天用电高峰和夜间用电低谷之间的负荷差以及季节性的峰谷差也越来越大。夏天用电高峰季节电力供应的缺口大，电网不得不对一些企业进行限电，有些地方甚至要拉闸停电。而在用电谷期，由于发电厂的建设规模必须与高峰用电相匹配，此时电力设备效率降低、产能闲置，企业的经济效益也受到严重影响。电网储能可以打破传统电网“即发即用”的模式，把发电和用电从时间和空间上分隔开来，实现电力的“削峰填谷”，改善电力供需矛盾。
由此可见，随着新能源、智能电网和电动汽车的迅速发展，大规模储能技术在电力系统发电侧、电网侧、用户侧均有较强的应用需求。而实现大规模储能取决于两个先决条件，其一是有合适的储能介质，另外一个是先进的储能集成与控制技术。
储能控制系统主要由电池管理系统、双向能量转换系统、双向能量转换系统三部分组成。而其中双向能量转换系统作为直流电池系统与交流电网的接口，主要实现电池储能系统的双向功率调节以及其它的辅助功能。目前双向能量转换系统根据是否含有DC/DC单元，分为单级式和双级式两种。在单级式结构中，由于直流侧电压较高(一般大于700V)，需要大量单体电池串联，电池组的可靠性较低，并且电池组直接并联存在环流以及充放电不均的问题，其容量受到并联电池组数的限制。而双极式在储能电池与DC/AC之间增加了一级DC/DC变流器，首先通过升压手段可以显著降低储能电池的端电压，并且避免了电池组环流，实现各并联电池组的充放电水平的独立调节。两级式的DC/DC变换器主要有不隔离型半桥Buck/Boost双向变换器和隔离型双向全桥(DualActiveBridge-DAB)变换器。其中半桥型Buck/Boost双向变换器的效率目前可以达到98.5％，并且在拓扑结构与控制复杂度上要比DAB简单的多。考虑到低压双向能量转换系统的并网电压较低，对储能系统的绝缘要求不高，半桥型Buck/Boost双向DC/DC变换器应用最为广泛。
另一方面，根据并网DC/AC(一般为电压源型逆变器)接口的不同，目前有两电平与三电平两种结构。采用三电平结构的优势是逆变器输出du/dt更小等效开关频率高，可以减小并网电抗的体积，从而减小逆变器的体积和重量，非常有利于模块化的堆叠设计。除此之外，采用三电平拓扑可以降低并网逆变器的开关损耗、电抗器损耗，从而进一步提高整体转换效率。而在三电平拓扑中，根据富士电机测试报告，逆阻型三电平在导通损耗、开关损耗、电抗器损耗以及模块化设计方面具有优势。
技术实现要素：
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种基于逆阻型三电平的储能并网变流器及其控制方法，本发明能够以比较简洁的结构实现从蓄电池到电网的控制，减小储能成本并实现无功补偿、电力调峰控制等，最终改善电网利用率和电网质量。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于逆阻型三电平的储能并网变流器，包括依次级联的蓄电池、DC/DC变换器、直流侧电容、逆阻型三电平变换器和LC滤波器；
所述蓄电池的电池组与电感Ldc串联，蓄电池的储能介质为能量型储能介质或者功率型储能介质；
所述DC/DC变换器为半桥Buck/Boost双向变换器，包括功率开关管S1和功率开关管S2，蓄电池的正极接电感Ldc的一端，电感Ldc的另一端功率开关管S2的一端和功率开关管S1的一端，蓄电池的负极接功率开关管S1的另一端；
所述直流侧电容包括电容C1和电容C2，电容C1的一端接功率开关管S2的另一端，电容C1的另一端接电容C2的一端，电容C2的另一端接功率开关管S1的另一端，电容C1和电容C2的接点记为中性点O；
所述逆阻型三电平变换器包括直流侧电容包括9个IGBT管，IGBT管Sa1和IGBT管Sa2构成A相桥臂，IGBT管Sb1和IGBT管Sb2构成B相桥臂，IGBT管Sc1和IGBT管Sc2构成C相桥臂；电容C1和电容C2构成的串联结构与A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂并联；IGBT管Sa3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接A相桥臂的输出接点；IGBT管Sb3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接B相桥臂的输出接点；IGBT管Sc3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接C相桥臂的输出接点；
所述LC滤波器对A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂的输出信号进行滤波并接入电网。
上述基于逆阻型三电平的储能并网变流器控制方法，通过蓄电池采样电压Udc、直流母线采样电压Usdc、蓄电池采样电流idc、电压控制环、电流控制环和PWM调制对DC/DC变换器进行控制；当蓄电池充电时，半桥Buck/Boost双向变换器处于Buck电路模式，蓄电池采样电压Udc和蓄电池参考电压Uref做差后经PI控制器得到参考电流iref，参考电流iref和蓄电池采样电流idc做差后经PI控制器得到Buck电压控制量，对Buck电压控制量进行PWM调制得到功率开关管S2的脉冲信号，功率开关管S1始终关断；当蓄电池放电时，半桥Buck/Boost双向变换器处于Boost电路模式，直流母线采样电压Usdc和直流侧参考电压Usref做差后经PI控制器得到参考电流iref，参考电流iref和蓄电池采样电流idc做差后经PI控制器得到Boost电压控制量，对Boost电压控制量进行PWM调制得到功率开关管S1的脉冲信号，功率开关管S2始终关断。
上述基于逆阻型三电平的储能并网变流器控制方法，通过网侧参数采样模块、锁相环模块、坐标变换模块、双闭环解耦模块和空间矢量调制模块对逆阻型三电平变换器进行控制；
所述锁相环模块采用双解耦同步参考坐标锁相环；网侧参数采样模块对网侧电流ia、ib、ic和网侧电压ua、ub、uc进行采集，网侧电压ua、ub、uc经过锁相模块锁相后得出锁相角θ，坐标变换模块结合锁相角θ将网侧电流ia、ib、ic转换为电流的dq分量id、iq，将网侧电压ua、ub、uc转换为电压的dq分量ud、uq；
所述双闭环解耦模块包括电压外环控制和电流内环控制，比普通的单电流环控制更有利于提高系统的动态响应以及抗干扰能力；电压外环的指令电压为直流侧指令电压udc*，直流侧指令电压udc*与直流母线采样电压Usdc做差后经PI控制器得到d轴指令电流idref，d轴指令电流idref与id做差后经PI控制器得到d轴指令电压，将ud与iq的电感电压解耦和d轴指令电压做差得到d轴参考电压urd；设定q轴指令电流iqref＝0，q轴指令电流iqref与iq做差后经PI控制器得到q轴指令电压，将uq与id的电感电压解耦和q轴指令电压做差得到q轴参考电压urq；
所述空间矢量调制模块包括中点电位平衡调制，将电容C1的采样电压Uc1和电容C2的采样电压Uc2做差的结果作为不平衡控制量，通过脉冲信号控制SVPWM正负小矢量的作用时间：在上下电容电压相同时，即Uc1＝Uc2时，令正负小矢量的作用时间都为t/2；在上下电容电压不均衡时，即Uc1！＝Uc2时，令正小矢量的作用时间为t/2+K*Δt，其中K为电压平衡因子，负小矢量的作用时间为t-(t/2+K*Δt)；其中，t为标准调制时间，K为电压平衡因子，Δt为平衡修正时间；通过控制正负小矢量的作用时间来改变直流侧电容的充放电时间，达到控制中点电位平衡的目的。
有益效果：本发明提供的基于逆阻型三电平的储能并网变流器及其控制方法，与现有技术相比，具有如下优势：1、本发明采用的控制方法可显著提高系统的并网电流质量和可靠性；2、半桥型Buck/Boost双向变换器的效率目前可以达到98.5％，并且在拓扑结构与控制复杂度上要比隔离全桥DC/DC简单的多；3、三电平结构的优势是逆变器输出的du/dt小且等效开关频率高，可以减小并网电抗的体积，从而减小逆变器的体积和重量，非常有利于模块化的堆叠设计；同时还可以降低并网逆变器的开关损耗、电抗器损耗，从而进一步提高整体转换效率；4、本发明可以有效实现大规模风电及太阳能发电更安全可靠地并入电网，同时也可以为缓解目前电网面临的电力供应巨大的峰谷差压力，实现电力的“削峰填谷”，改善电力供需矛盾。
附图说明
图1为本发明的原理框图；
图2为蓄电池和DC/DC变换器的拓扑；
图3为直流侧电容和逆阻型三电平变换器的拓扑；
图4为DC/DC变换器的Buck/Boost控制框图；
图5为双闭环解耦模块的控制框图；
图6为本发明的一种实际拓扑；
图7为蓄电池充放电时的端电压值(上图)以及对应的SOC(stateofcharge)值(下图)仿真图；
图8为逆阻型三电平变换器输出并网电流仿真图；
图9为不添加中点电压平衡(上图)和添加中点电压平衡(下图)时直流侧两电容电压差值仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示为一种基于逆阻型三电平的储能并网变流器，包括依次级联的蓄电池、DC/DC变换器、直流侧电容、逆阻型三电平变换器和LC滤波器。
所述蓄电池的电池组与电感Ldc串联，蓄电池的储能介质为能量型储能介质或者功率型储能介质。
如图2所示，所述DC/DC变换器为半桥Buck/Boost双向变换器，包括功率开关管S1和功率开关管S2，蓄电池的正极接电感Ldc的一端，电感Ldc的另一端功率开关管S2的一端和功率开关管S1的一端，蓄电池的负极接功率开关管S1的另一端。
所述直流侧电容包括电容C1和电容C2，电容C1的一端接功率开关管S2的另一端，电容C1的另一端接电容C2的一端，电容C2的另一端接功率开关管S1的另一端，电容C1和电容C2的接点记为中性点O。
如图3所示，所述逆阻型三电平变换器包括直流侧电容包括9个IGBT管，IGBT管Sa1和IGBT管Sa2构成A相桥臂，IGBT管Sb1和IGBT管Sb2构成B相桥臂，IGBT管Sc1和IGBT管Sc2构成C相桥臂；电容C1和电容C2构成的串联结构与A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂并联；IGBT管Sa3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接A相桥臂的输出接点；IGBT管Sb3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接B相桥臂的输出接点；IGBT管Sc3通过两个反并联形成逆阻型IGBT，一端接中性点O，另一端接C相桥臂的输出接点。
所述LC滤波器对A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂的输出信号进行滤波并接入电网，完整的拓扑如图6所示。
上述基于逆阻型三电平的储能并网变流器控制方法，通过蓄电池采样电压Udc、直流母线采样电压Usdc、蓄电池采样电流idc、电压控制环、电流控制环和PWM调制对DC/DC变换器进行控制，具体如图4所示。当蓄电池充电时，半桥Buck/Boost双向变换器处于Buck电路模式，蓄电池采样电压Udc和蓄电池参考电压Uref做差后经PI控制器得到参考电流iref，参考电流iref和蓄电池采样电流idc做差后经PI控制器得到Buck电压控制量，对Buck电压控制量进行PWM调制得到功率开关管S2的脉冲信号，功率开关管S1始终关断；当蓄电池放电时，半桥Buck/Boost双向变换器处于Boost电路模式，直流母线采样电压Usdc和直流侧参考电压Usref做差后经PI控制器得到参考电流iref，参考电流iref和蓄电池采样电流idc做差后经PI控制器得到Boost电压控制量，对Boost电压控制量进行PWM调制得到功率开关管S1的脉冲信号，功率开关管S2始终关断。蓄电池充放电的端电压以及SOC仿真如图7所示。
上述基于逆阻型三电平的储能并网变流器控制方法，通过网侧参数采样模块、锁相环模块、坐标变换模块、双闭环解耦模块和空间矢量调制模块对逆阻型三电平变换器进行控制；具体如图5所示。
所述锁相环模块采用双解耦同步参考坐标锁相环；网侧参数采样模块对网侧电流ia、ib、ic和网侧电压ua、ub、uc进行采集，网侧电压ua、ub、uc经过锁相模块锁相后得出锁相角θ，坐标变换模块结合锁相角θ将网侧电流ia、ib、ic转换为电流的dq分量id、iq，将网侧电压ua、ub、uc转换为电压的dq分量ud、uq；
所述双闭环解耦模块包括电压外环控制和电流内环控制，比普通的单电流环控制更有利于提高系统的动态响应以及抗干扰能力；电压外环的指令电压为直流侧指令电压udc*，直流侧指令电压udc*与直流母线采样电压Usdc做差后经PI控制器得到d轴指令电流idref，d轴指令电流idref与id做差后经PI控制器得到d轴指令电压，将ud与iq的电感电压解耦和d轴指令电压做差得到d轴参考电压urd；设定q轴指令电流iqref＝0，q轴指令电流iqref与iq做差后经PI控制器得到q轴指令电压，将uq与id的电感电压解耦和q轴指令电压做差得到q轴参考电压urq；
所述空间矢量调制模块包括中点电位平衡调制，将电容C1的采样电压Uc1和电容C2的采样电压Uc2做差的结果作为不平衡控制量，通过脉冲信号控制SVPWM正负小矢量的作用时间：在上下电容电压相同时，即Uc1＝Uc2时，令正负小矢量的作用时间都为t/2；在上下电容电压不均衡时，即Uc1！＝Uc2时，令正小矢量的作用时间为t/2+K*Δt，其中K为电压平衡因子，负小矢量的作用时间为t-(t/2+K*Δt)；其中，t为标准调制时间，K为电压平衡因子，Δt为平衡修正时间；通过控制正负小矢量的作用时间来改变直流侧电容的充放电时间，达到控制中点电位平衡的目的。
通过仿真软件Matlab/Simulink对本发明所提出的拓扑和控制方法进行仿真验证，结果如图7,8,9所示。蓄电池通过Buck/Boost控制进行有效的充放电管理，加入中点电位平衡控制的三电平变换器能有效的控制直流侧电容电压的平衡，并且输出较为理想的并网电流。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。