一种高效率低纹波高可靠性微型高压电源的制作方法

本发明属于电子电路技术领域，尤其是涉及一种高效率低纹波高可靠性微型高压电源。

背景技术：

体积小、重量轻、可靠性高是人们对各种电源产品的始终要求，提高电源效率也有利于减小电源的体积，减轻电源的重量、提高电源产品的可靠性。

随着节约型社会的建设，提高电源装置对供电电源的利用效率和可靠性越来越被人们所重视，要求电源转换效率更高，电源可靠性指标更优。尤其是高压电源，产品多应用在一些特殊的、关键的、需高可靠性应用的场合，诸如航空航天、汽车电子、移动通信、医疗电子等领域。因此高转换效率、高可靠性成为衡量高压电源性能优劣的重要技术指标。

传统的串联稳压型自激振荡推挽变换电路(Switchmodepowersupplyhandbook. New York: McGraw-Hill, Inc，1989)主电路如图1所示。

图1中，第一原边绕组P1、第二原边绕组P2是已知的自激振荡推挽式变压器T1的一对原边绕组，第一反馈绕组N1、第二反馈绕组N2是已知的自激振荡推挽式变压器T1的一对反馈绕组，副边绕组S1是已知的自激振荡推挽式变压器T1的副边绕组。

图1中的电路的构成关系为：第三三极管V3为串联调整管、由第一三极管V1、第一电阻R1、第二电阻R2、第二电容C2、第一二极管D1、第一原边绕组P1、第三电阻R3、第二三极管V2、第二原边绕组P2、第一反馈绕组N1、第二反馈绕组N2组成自激振荡推挽电路、副边绕组S1、第二二极管D2、第三电容C3组成整流滤波电路。第三三极管V3的集电极接供电电源；第三三极管V3的发射极接自激振荡推挽电路的输入端；整流滤波电路的输出端即为主电路的输出端。自激振荡推挽电路和整流滤波电路通过变压器T1匝链。

其中，第一原边绕组P1和第一三极管V1串联构成自激振荡推挽电路的左半桥臂；第二电阻R2、第一反馈绕组N1、第一电阻R1组成的串联支路构成自激振荡推挽电路的左半桥臂驱动电路；同理，第二原边绕组P2和第二三极管V2串联构成自激振荡推挽电路的右半桥臂；第二电阻R2、第二反馈绕组N2、第三电阻R3组成的串联支路构成自激振荡推挽电路的右半桥臂驱动电路。

自激振荡推挽电路的工作原理为：第一三极管V1的导通周期内，左半桥臂工作，第二三极管V2处于关断状态，右半桥臂不工作，反之亦然。在第一三极管V1或第二三极管V2的导通周期内，主功率变压器的磁心都会被逐渐驱动至饱和状态，变压器磁心的饱和引起了第一原边绕组P1、第二原边绕组P2和第一反馈绕组N1、第二反馈绕组N2上电压的翻转，实现了第一三极管V1或第二三极管V2交替导通和关断，左半桥臂和右半桥臂交替工作。

图1所示的电路存在以下缺点：

1．当自激振荡推挽电路中的第一三极管V1或第二三极管V2的导通或关断时间过长的话，将引起主功率变压器磁心的过饱和，产生了额外的损耗，降低了整个自激振荡推挽电路的效率；

2. 第一三极管V1或第二三极管V2均在很高的应力下开通和关断，三极管开通时的集电极出现很大的电流尖峰；三极管关断时集电极和发射极间将承受很大的电压尖峰，造成非常大的开关损耗，降低了整个自激振荡推挽电路的效率，。典型的第一三极管V1开通和关断时的电压波形如图2所示；

3. 第三三极管V3使用NPN型三极管，管压降过大，约为6V～7V之间，调整管的导通损耗大。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明的目的是提供一种高效抗过压浪涌的高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其具有体积小、重量轻、工作效率高、输出电压纹波小、可靠性高的优点。

为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：

一种高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其包括自激振荡推挽电路，自激振荡推挽电路的左半桥臂驱动电路和右半桥臂驱动电路中设置有加速起振电路，自激振荡推挽电路的左半桥臂和右半桥臂中设置有三极管基极电压判断电路，自激振荡推挽电路和串联稳压电路之间串联准谐振电感，自激振荡推挽电路中每个三极管的集电极和发射极之间均并联RC缓冲电路，自激振荡推挽电路中设置有准谐振开关电路。

所述的高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其包括第一电容、串联稳压电路、串联谐振电感、左半桥臂、左半桥臂驱动电路、右半桥臂、左半桥臂驱动电路、输出部分、第二电容和第一二极管组成；其中，

串联稳压电路包括第三三极管，第三三极管为PNP型三极管，串联稳压电路的输入端为供电电源，串联稳压电路的输出端接串联谐振电感的输入端，串联谐振电感的输出端接左半桥臂的输入端；

左半桥臂由第一原边绕组、第一三极管、第四电阻、第六电阻、第六电容、第一稳压管组成的串并联支路构成；左半桥臂的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第一原边绕组的一端连接输入信号，另一端连接第一三极管的集电极，第一三极管的发射极通过第四电阻接至输入电源地，第一三极管的基极连接左半桥臂驱动电路的输出，第一稳压管并接在第一三极管的集电极和地之间，第六电阻和第六电容串联后再并接在第一三极管的集电极和地之间，左半桥臂的输出为第一三极管的基极；

左半桥臂驱动电路由第二电阻、第一反馈绕组、第一电阻、第四电容组成的串并联支路构成，左半桥臂驱动电路的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二电阻的一端连接输入信号，另一端连接第一反馈绕组一端，第一反馈绕组另一端连接第一电阻和第四电容的一个并联端，第一电阻和第四电容的另一并联端为左半桥臂驱动电路的输出；

左半桥臂输出与左半桥臂驱动电路的输出相互连接；

右半桥臂由第二原边绕组、第二三极管、第五电阻、第七电阻、第七电容、第二稳压管组成的串并联支路构成；右半桥臂的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二原边绕组的一端连接输入信号，另一端连接第二三极管的集电极，第二三极管的发射极通过第五电阻接至输入电源地，第二三极管的基极连接右半桥臂驱动电路的输出，第二稳压管并接在第二三极管的集电极和地之间，第七电阻和第七电容串联后再并接在第二三极管的集电极和地之间，右半桥臂的输出为第二三极管的基极；

右半桥臂驱动电路由第二电阻、第二反馈绕组、第三电阻、第五电容组成的串并联支路构成，右半桥臂驱动电路的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二电阻的一端连接输入信号，另一端连接第二反馈绕组的一端，第二反馈绕组另一端连接第三电阻和第五电容的一个并联端，第三电阻和第五电容的另一并联端为右半桥臂驱动电路的输出；

右半桥臂输出与右半桥臂驱动电路的输出相互连接；

输出部分由副边绕组、第二二极管、第三电容组成的串联支路构成；

输出部分和左、右半桥臂通过变压器匝链，输出部分的输出端口位于第二二极管、第三电容之间。

进一步地，所述的第一原边绕组、第二原边绕组、第一反馈绕组、第二反馈绕组、副边绕组是已知的自激振荡推挽式变压器的各个绕组，各个绕组绕制在同一个铁氧体环形磁芯上。

进一步地，所述的串联稳压电路中的第三三极管为PNP型三极管。

进一步地，所述的串联谐振电感为差模电感，由单股线圈均匀的绕制在铁粉芯环形磁芯上。

进一步地，所述的在每个桥臂驱动电路中串联的加速起振电路：左半桥臂的加速起振电路由第一电阻、第四电容组成的并联支路构成，右半桥臂的加速起振电路由第三电阻、第五电容组成的并联支路构成，用以加速反馈电路的正反馈过程，提高第一三极管或第二三极管关断时的电压摆幅du/dt，从而实现第一三极管或第二三极管的快速关断，实现了振荡过程的快速转换。

进一步地，所述的三极管基极电压判断电路为在第一三极管和第二三极管的发射极对地间分别串联发射极电流检测的电阻、电阻，基极对地间分别并联基极电压稳压二极管、稳压二极管。

进一步地，所述的在每个桥臂中并联的准谐振开关电路：左半桥臂的准谐振开关电路由第六电阻和第六电容的串联电路构成，并联在第一三极管的集电极和地之间；右半桥臂的准谐振开关电路由第七电阻和第七电容的串联电路构成，并联在第二三极管的集电极和地之间。

进一步地，所述的第一三极管、第二三极管使用NPN型三极管，第三三极管使用PNP型三极管。

由于采用如上所述的技术方案，本发明具有如下优越性：

该高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其通过在传统的串联稳压型自激振荡推挽变换电路中增加功能电路，包括加速起振电路、三极管基极电压判断电路、准谐振开关电路、在串联稳压电路中使用PNP型三极管，不仅减小了开关晶体管的开关损耗，也减小了变压器磁芯的过饱和损耗，同时减小了开关调整管的导通压降以减小关调整管的导通损耗，并且改善了开关晶体管开通和关断时的电流尖峰及振荡，使得本发明微型高压电源的工作效率大大提高，输出电压纹波大大减小，稳定性增强，从而提高了电源装置的可靠性。

附图说明

图1是现有的自激振荡推挽电路原理图；

图2是现有的自激振荡推挽电路中三极管集电极和发射极两端未增加准谐振软开关电路，三极管工作时集电极端典型电压波形；

图3是本发明的高效率低纹波高可靠性微型高压电源电路；

图4是本发明中的自激振荡推挽电路中三极管集电极和发射极两端增加准谐振软开关电路后，三极管工作时集电极端典型电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步详细说明。

在图3中，虚框A为左半桥臂，虚框B为左半桥臂驱动，虚框C为右半桥臂驱动，虚框D为右半桥臂，E为输出部分，F为串联稳压电路，G为串联谐振电感。

如图3所示，该高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其包括自激振荡推挽电路，自激振荡推挽电路的左半桥臂驱动电路和右半桥臂驱动电路中设置有加速起振电路，自激振荡推挽电路的左半桥臂和右半桥臂中设置有三极管基极电压判断电路，自激振荡推挽电路和串联稳压电路之间串联准谐振电感，自激振荡推挽电路中每个三极管的集电极和发射极之间均并联RC缓冲电路，自激振荡推挽电路中设置有准谐振开关电路。

本发明的微型高压电源，通过在自激振荡推挽电路和串联稳压电路之间串联准谐振电感，用来抑制三极管导通时的电流尖峰；在自激振荡推挽电路中每个三极管的集电极和发射极之间均并联RC缓冲电路，用来抑制三极管关断时的电压尖峰，实现了功率三极管的准谐振开关。

本发明通过在已知的自激振荡推挽电路中增加准谐振开关电路，避免了功率三极管开通和关断应力过大的问题，实现三极管关断时的电压应力为零，导通时的电流应力为零，即实现三极管的准谐振开关，极大的减少了功率三极管的开关损耗。准谐振开关电路同时又消除了功率三极管开关时的电压波形振荡，使得该微型高压电源的输出电压纹波大大减小。

所述的高效率低纹波高可靠性微型高压电源，其是一种带有加速起振功能电路和功率三极管准谐振电路的自激振荡推挽变换器；包括第一电容C1、串联稳压电路、串联谐振电感、左半桥臂、左半桥臂驱动电路、右半桥臂、左半桥臂驱动电路、输出部分、第二电容C2和第一二极管D1组成；其中，

串联稳压电路包括第三三极管V3，第三三极管V3为PNP型三极管，串联稳压电路的输入端为供电电源，串联稳压电路的输出端接串联谐振电感（第一电感器L1）的输入端，串联谐振电感的输出端接左半桥臂的输入端；

左半桥臂由第一原边绕组P1、第一三极管V1、第四电阻R4、第六电阻R6、第六电容C6、第一稳压管D3组成的串并联支路构成；左半桥臂的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第一原边绕组P1的一端连接输入信号，另一端连接第一三极管V1的集电极，第一三极管V1的发射极通过第四电阻R4接至输入电源地，第一三极管V1的基极连接左半桥臂驱动电路的输出，第一稳压管D3并接在第一三极管V1的集电极和地之间，第六电阻R6和第六电容C6串联后再并接在第一三极管V1的集电极和地之间，左半桥臂的输出为第一三极管V1的基极；

左半桥臂驱动电路由第二电阻R2、第一反馈绕组N1、第一电阻R1、第四电容C4组成的串并联支路构成，左半桥臂驱动电路的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二电阻R2的一端连接输入信号，另一端连接第一反馈绕组N1一端，第一反馈绕组N1另一端连接第一电阻R1和第四电容C4的一个并联端，第一电阻R1和第四电容C4的另一并联端为左半桥臂驱动电路的输出；

左半桥臂输出与左半桥臂驱动电路的输出相互连接；

右半桥臂由第二原边绕组P2、第二三极管V2、第五电阻R5、第七电阻R7、第七电容C7、第二稳压管D4组成的串并联支路构成；右半桥臂的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二原边绕组P2的一端连接输入信号，另一端连接第二三极管V2的集电极，第二三极管V2的发射极通过第五电阻R5接至输入电源地，第二三极管V2的基极连接右半桥臂驱动电路的输出，第二稳压管D4并接在第二三极管V2的集电极和地之间，第七电阻R7和第七电容C7串联后再并接在第二三极管V2的集电极和地之间，右半桥臂的输出为第二三极管V2的基极；

右半桥臂驱动电路由第二电阻R2、第二反馈绕组N2、第三电阻R3、第五电容C5组成的串并联支路构成，右半桥臂驱动电路的输入信号为串联谐振电感的输出信号，第二电阻R2的一端连接输入信号，另一端连接第二反馈绕组N2的一端，第二反馈绕组N2另一端连接第三电阻R3和第五电容C5的一个并联端，第三电阻R3和第五电容C5的另一并联端为右半桥臂驱动电路的输出；

右半桥臂输出与右半桥臂驱动电路的输出相互连接；

输出部分由副边绕组S1、第二二极管D2、第三电容C3组成的串联支路构成；

输出部分和左、右半桥臂通过变压器匝链，输出部分的输出端口位于第二二极管D2、第三电容C3之间。

所述的第一原边绕组P1、第二原边绕组P2、第一反馈绕组N1、第二反馈绕组N2、副边绕组S1是已知的自激振荡推挽式变压器T1的各个绕组，各个绕组绕制在同一个铁氧体环形磁芯上。

所述的串联稳压电路中的第三三极管V3为PNP型三极管。

所述的串联谐振电感为差模电感，由单股线圈均匀的绕制在铁粉芯环形磁芯上，电感量为10μH。

所述的第一三极管V1、第二三极管V2使用NPN型三极管，第三三极管V3使用PNP型三极管。

下面描述一下本发明的高效率低纹波高可靠性微型高压电源的工作方式。

在每个桥臂驱动电路中串联的加速起振电路：左半桥臂的加速起振电路由第一电阻R1、第四电容C4组成的并联支路构成，右半桥臂的加速起振电路由第三电阻R3、第五电容C5组成的并联支路构成，用以加速反馈电路的正反馈过程，提高第一三极管V1或第二三极管V2关断时的电压摆幅du/dt，从而实现第一三极管V1或第二三极管V2的快速关断，实现了振荡过程的快速转换。

三极管基极电压判断电路为在第一三极管V1和第二三极管V2的发射极对地间分别串联发射极电流检测的电阻R4、电阻R5，基极对地间分别并联基极电压稳压二极管D3、稳压二极管D4。当第一原边绕组P1或第二原边绕组P2电流上升时，第一三极管V1或第二三极管V2发射极电流检测电阻R4或电阻R5上的压降也会跟着上升，三极管V1或第二三极管V2基极电压将会跟踪着这个电压，当基极电压上升到稳压二极管D3或稳压二极管D4的箝位值2.7V时，箝位稳压管将会导通，三极管基极电流将被旁路，三极管关断，另一只三极管开始导通。通过选取电阻R4、稳压二极管D3、电阻R5、稳压二极管D4合适的参数，就能够很好的限制第一三极管V1或第二三极管V2的集电极电流，使第一三极管V1或第二三极管V2关断时的集电极电流不再依赖于直流电流增益HFE，而是在很小的集电极电流下关断，避免了过大的集电极电流的出现。

所述的在每个桥臂中并联的准谐振开关电路：左半桥臂的准谐振开关电路由第六电阻R6和第六电容C6的串联电路构成，并联在第一三极管V1的集电极和地之间；右半桥臂的准谐振开关电路由第七电阻R7和第七电容C7的串联电路构成，并联在第二三极管V2的集电极和地之间。

串联谐振电感和第六电阻R6和第六电容C6、第七电阻R7和第七电容C7共同组成了准谐振软开关电路，串联谐振电感L1能够降低第一三极管V1和第二三极管V2导通时的电流变化率；缓冲电路减少了第一三极管V1和第二三极管V2关断时的峰值电压和峰值功率损耗；同时串联联谐振电感L1、变压器T1漏感、变压器T1分布电容、三极管输出电容、缓冲电路电容C6、电容C7共同确定的谐振频率能够减少第一三极管V1和第二三极管V2关断时的振铃，改善了开关晶体管开通和关断时的电流尖峰及振荡。

本发明所采用的各自元器件的参数值根据具体的应用来确定，这里举例说明一组针对特定应用所使用的元器件的参数值：第一电容的容值为10μF，第二电容的容值为0.33μF，第三电容的容值为0.0047μF，第四电容的容值为0.1μF，第五电容的容值为0.1μF，第六电容、第七电容的容值为0.0047μF， 第一三极管和第二三极管使用NPN型三极管，第三三极管使用PNP型三极管，第一电阻的阻值为100Ω，第二电阻的阻值为2000Ω，第三电阻的阻值为100Ω，第四电阻、第五电阻的阻值为10Ω，第六电阻、第七电阻的阻值为27Ω，升压变压器T1原边绕组的匝数为10匝，反馈绕组的匝数为4匝，副边绕组的匝数为1000匝，第一稳压管和第二稳压管的稳压值均为2.7V，第一电感器的电感量为10μH。

输入端输入一个10V～20V的直流电压信号，输出端输出一个经过稳压处理的8500V，1mA的直流高压信号，电压纹波仅为500mV，不到输出电压的万分之一。高压电源的体积仅为61mm×57mm×13.5mm，重量仅为65g。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，而非对本发明的限制，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，凡依本发明申请专利范围所作的均等变化与修饰，皆应属本发明的专利保护范围之内。