同步整流控制电路、方法及反激式开关电路与流程

本发明涉及开关电源技术，特别涉及的是一种同步整流控制电路、方法及反激式开关电路。

背景技术：

图1为反激电路，是一种常用的一种隔离型开关电路，变压器TR1的原边侧N01连接初级电路，输入电压Vin1输入到初级电压中，副边侧N02的二极管D01流过输出电流Vout1，输出电流Vout1加载到负载上，负载与电容C01并联。由于用电设备的功能增加，其供电功率需要增加，即开关电源需要为用电设备提供更大的输出电流。

为了提高开关电源的转化效率，采用同步整流MOS管替代二极管，参看图2，将图1中的副边侧续流二极管D01更换成同步整流管M11，具体来说，变压器TR2原边侧N11输入Vin2，原边侧连接主开关管M10，主开关管M10的导通关断，使得输入电流ip2发生变化，使得副边侧N12产生输出电流is2，生成相应输出电压Vout2，同步整流管M11源极连接副边绕组、漏极连接负载一端，负载另一端接地，负载还与电容C11并联，在同步整流管M11的源漏极之间还连接一续流二极管D11。在非隔离型的开关电路中，同步整流MOS管的驱动电路可以较方便地获得主开关管的开关信号，因此同步整流的控制相对容易一些。但是，在图2的隔离型的开关电路中，对于同步整流MOS管M11的控制中，难以获得主开关管M10的开关信号，因此，容易发生同步整流管M11和主开关管M10同时导通的现象，或者是同步整流管M11只在部分续流阶段导通，导致系统效率不高。因此，目前的同步整流管的同步整流控制是一个挑战。

技术实现要素：

本发明提供一种同步整流控制电路、方法及反激式开关电路，大大加快了同步整流管的关断速度，防止和原边侧主开关管直通，提高了系统的可靠性。

为解决上述问题，本发明提供一种同步整流控制电路，用于控制带有同步整流管的开关电路，该控制电路包括：

驱动电路，其输出端连接同步整流管的驱动端，输出驱动信号以控制同步整流管的导通、关断；

阈值比较电路，其输入端接收同步整流管的漏源电压，并在漏源电压低于预设低阈值电压时控制所述驱动电路输出上拉的驱动信号，以使同步整流管导通；在漏源电压大于等于预设高阈值电压时控制所述驱动电路输出下拉的驱动信号，以使同步整流管关断；

调压控制电路，采集同步整流管的漏源电压，并与预设调压参考值比较，在漏源电压小于预设调压参考值时控制所述驱动电路输出上拉到预设上拉电压高值的驱动信号，在漏源电压大于等于预设调压参考值且小于预设高阈值电压时控制所述驱动电路进入电压调整状态，将驱动信号进行调压，输出该调压后的驱动信号，使得漏源电压稳定在预设调压参考值或预设调压参考值附近。

根据本发明的一个实施例，所述调压控制电路在同步整流管导通时间达到一定值时、或在控制同步整流管关断之前的一定时间内，若所述驱动电路未进入电压调整状态，则输出动态调整信号。

根据本发明的一个实施例，还包括动态调整电压电路，连接所述调压控制电路，接收并响应于所述调压控制电路输出的动态调整信号，而调整所述预设调压参考值的取值，输出调整后的预设调压参考值给所述调压控制电路。

根据本发明的一个实施例，所述调压控制电路具有记录同步整流管的前次导通时间T1的记录模块，在本次控制同步整流管导通时间达到N*T1时，若所述驱动电路未进入电压调整状态，则输出动态调整信号，N取值为百分率。

根据本发明的一个实施例，所述调压控制电路具有检测驱动电路处于电压调整状态的时间的检测模块。

根据本发明的一个实施例，还包括动态电压调整电路，连接所述调压控制电路，根据检测模块得到的处于电压调整状态的时间调整预设调压参考值的取值，使得处于电压调整状态的时间等于或接近于一定值。

根据本发明的一个实施例，所述阈值比较电路包括：

第一比较器，其负输入端接收调压控制电路输出的漏源电压，其正输入端输入所述预设低阈值电压，其输出端输出第一比较信号；

第二比较器，其正输入端接收调压控制电路输出的漏源电压，其负输入端输入所述预设高阈值电压，其输出端输出第二比较信号；

触发器，其接收所述第一比较信号和第二比较信号，并在第一比较信号为高时输出第一控制信号、控制所述驱动电路输出上拉的驱动信号，在第二比较信号为高时输出第二控制信号、控制所述驱动电路输出下拉的驱动信号。

本发明还提供一种同步整流控制方法，用于控制带有同步整流管的开关电路，该控制方法包括以下步骤：

采集同步整流管的漏源电压；

漏源电压与预设低阈值电压比较，在漏源电压低于预设低阈值电压时，控制驱动电路输出上拉的驱动信号、以使同步整流管导通；

漏源电压与预设调压参考值比较，在漏源电压小于预设调压参考值时控制所述驱动电路输出上拉到预设上拉电压高值的驱动信号，在漏源电压大于等于预设调压参考值且小于预设高阈值电压时控制所述驱动电路进入电压调整状态，输出调压到预设调压参考值或其附近的驱动信号，使得驱动信号在控制同步整流管关断之前趋近其栅极阈值电压；

漏源电压与预设高阈值电压比较，在漏源电压大于等于预设高阈值电压时，控制所述驱动电路输出下拉的驱动信号、以使同步整流管关断。

根据本发明的一个实施例，还包括：在同步整流管导通时间达到一定值时、或在控制同步整流管关断之前的一定时间内，若驱动电路未进入电压调整状态，则降低所述预设调压参考值的取值。

根据本发明的一个实施例，记录同步整流管的前次导通时间T1，在本次控制同步整流管导通时间达到N*T1时，若所述驱动电路未进入电压调整状态，则降低所述预设调压参考值的取值，N取值为百分率。

根据本发明的一个实施例，还包括：检测驱动电路处于电压调整状态的时间，调整预设调压参考值的取值，使得处于电压调整状态的时间等于或接近于一定值。

本发明还提供一种反激式开关电路，包括前述实施例中任意一项所述的同步整流控制电路、或使用如前述实施例中任意一项所述的同步整流控制方法。

采用上述技术方案后，本发明相比现有技术具有以下有益效果：

在不需要主开关管开关信号的情况下，既可以工作于电流断续导通模式，也可以工作于电流连续导通模式，通过动态调节同步整流管的驱动电压，保证同步整流管从较低电压值开始关断，大大加快了关断速度，防止和原边侧的主开关管直通，提高了系统的可靠性，加快关断速度也可以减小副边电流的反向电流，可以降低MOS(metal oxide semiconductor，金属氧化物半导体)开关管的电压尖峰，从而可以使用更低耐压的MOS管，降低了器件成本。

此外，在同步整流管关断前一定时间，检测驱动信号是否处于电压调整状态，或者使得电压调整状态的时间维持在定值，保证即使处于电流连续导通模式，并且电流较大时，同步整流管能够一直导通，减小导通损耗，提高系统效率。

附图说明

图1是现有技术一实施例的开关电路的电路结构示意图；

图2是现有技术另一实施例的开关电路的电路结构示意图；

图3是本发明实施例的开关电路的电路结构示意图；

图4是本发明实施例的同步整流控制电路的电路结构示意图；

图5是本发明实施例的调压控制电路与动态调整电压电路的电路结构示意图；

图6是本发明实施例的同步整流管驱动信号的波形示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。

本发明实施例的同步整流控制电路，用于控制带有同步整流管的开关电路。图3示出了一实施例的开关电路，包括：变压器TR3，变压器TR3的原边侧绕组N31一端接收输入电压Vin，绕组N31上流经输入电流ip；主开关管M20，主开关管M20的漏极连接变压器TR3的原边侧绕组N31的另一端，主开关管M20的源极接地，主开关管M20的栅极接收主驱动信号；变压器TR3的副边侧绕组N32一端输出输出电压Vout，并且该端连接负载的一端；负载，负载的另一端接地；同步整流管M21，同步整流管M21的源极与负载的另一端共地连接，同步整流管M21的漏极连接变压器TR3的副边侧绕组N32的另一端，同步整流管M21的栅极作为驱动端接收同步整流控制电路U1输出的驱动信号DRV。但是开关电路的形式并不限制于此，其他具有同步整流管实现同步整流功能的电路均适用，例如图2中的开关电路也适用。

在本实施例中，同步整流管M21的源极与负载共地连接，以在同步整流控制电路接地时与同步整流管M21的源极输出共地，可以方便控制同步整流管M21。

本实施例中的同步整流管M21和主开关管M20优选为MOS晶体管，更具体的是NMOS晶体管，但是也可以是其他类型的开关管，例如三极管、晶闸管、多个前述管连接形成的开关管等。

继续参看图3，在同步整流管M21上可并联有续流二极管，续流二极管的正极连接同步整流管的源极，续流二极管的负极连接同步整流管M21的漏极。该续流二极管可以是同步整流管M21的寄生二极管，也可以是外加的二极管，具体不做限制。主开关管M20关断后，该和同步整流管M21并联的续流二极管续流导通。

参看图3和4，同步整流控制电路U1包括：驱动电路U15、阈值比较电路U10和调压控制电路U14。

调压控制电路U14采集同步整流管M21的漏源电压V_SW，采集的漏源电压V_SW留用并可输入到阈值比较电路U10中，漏源电压V_SW即为同步整流管M21漏极d和源极s之间的电压。主开关管M20关断后，续流二极管续流导通。

阈值比较电路U10的输入端可以通过调压控制器接收同步整流管M21的漏源电压V_SW。在漏源电压V_SW低于预设低阈值电压V1时，控制驱动电路U15将驱动信号DRV的电压值上拉，输出上拉的驱动信号DRV，以使同步整流管M21导通，该预设低阈值电压V1例如为-300mV，但仅以此为例，具体数值不作为限制，可以根据需要进行预设，该预设低阈值电压V1是可以使得驱动电路U15的上拉驱动功能使能。

调压控制电路U14将漏源电压V_SW与预设调压参考值V2比较。在漏源电压V_SW小于预设调压参考值V2时，控制驱动电路将驱动信号DRV上拉，并且上拉到预设上拉电压高值，输出继续上拉后的驱动信号DRV，由于是上拉，因而同步整流管M21依然导通，该预设上拉电压高值优选为可上拉的最高电压，例如12V，但仅以此为例。在漏源电压V_SW大于等于预设调压参考值V2且小于预设高阈值电压V3时，控制驱动电路U15进入电压调整状态，将驱动信号DRV进行调压，输出该调压后的驱动信号DRV，使得漏源电压V_SW稳定在预设调压参考值V2或预设调压参考值V2附近，从而驱动信号DRV在控制同步整流管M21关断之前趋近其栅极关断阈值电压。驱动信号DRV电压在关断之前趋近栅极关断阀值电压，可以快速关断同步整流管M21。

预设调压参考值V2可以预设，取值可以使得驱动信号DRV在关断之前处于栅极关断阀值电压附近即可，例如可以为-60mV，但仅作为示例。

预设低阈值电压V1、预设调压参考值V2、预设高阈值电压V3均为负电压，预设低阈值电压V1<预设调压参考值V2<预设高阈值电压V3。

阈值比较电路U10在漏源电压V_SW大于等于预设高阈值电压V3时，控制驱动电路U15将驱动信号下拉，优选下拉到零，输出下拉的驱动信号，以使同步整流管M21关断。由于调压控制电路U14的调压控制，以将驱动信号DRV电压处于栅极关断阀值电压附近，因而可以快速关断同步整流管M21。预设高阈值电压V3例如为-10mV，但仅以此为例，具体数值不作为限制，可以根据需要进行预设。

驱动电路U15的两个输入端分别连接阈值比较电路U10的输出端和调压控制电路U14的输出端，并由阈值比较电路U10和调压控制电路U14控制，驱动电路U15的输出端连接同步整流管M21的驱动端(也就是同步整流管的栅极)，输出驱动信号DRV以控制同步整流管M21的导通、关断。

带同步整流管M21的开关电源既可以工作于电流断续导通模式，也可以工作于电流连续导通模式，通过动态调节同步整流管M21的驱动信号DRV电压，保证同步整流管M21从较低电压值开始关断，大大加快了关断速度，防止和原边侧的主开关管M20直通，提高了系统的可靠性，加快关断速度也可以减小副边电流i_s的反向电流，可以降低MOS开关管的电压尖峰，从而可以使用更低耐压的MOS管，降低了器件成本。

在一个实施例中，调压控制电路U14在同步整流管M21导通时间达到一定值时、或在控制同步整流管M21关断之前的一定时间T2内，若驱动电路U15未进入电压调整状态，则输出动态调整信号，可以通过计时电路来对同步整流管M21导通时间进行计时，或者预设在关断前的一定时间T2内，判断驱动电路U15是否进入电压调整状态，该状态的判断可以根据调压控制电路U14输出的比较结果确定。继续参看图4，同步整流控制电路U1还包括动态调整电压电路U16，连接调压控制电路U14，接收并响应于调压控制电路U14输出的动态调整信号，而调整预设调压参考值V2的取值，输出调整后的预设调压参考值V2给调压控制电路U14。优选降低预设调压参考值V2到一定值，使驱动信号DRV电压退出上拉到预设上拉电压高值的状态，进入驱动信号DRV电压调整状态，使得驱动信号DRV电压在关断之前处于栅极关断阀值电压附近，可以快速关断同步整流管M21。

调压控制电路U14可以采用电压比较电路、计时电路等常规电路组合来实现。电压比较电路比较漏源电压V_SW和预设调压参考值V2，比较结果用来控制驱动电路U15的输出电压(驱动信号DRV)。计时电路对驱动电路U15在电压调整状态的时间进行计时，并且控制动态调整电压电路U16，使动态调整电压电路U16的输出电压，即预设调压参考值V2进行相应的调节。驱动电路U15采用可以实现调压输出功能的驱动电路即可，具体不再赘述。

优选的，调压控制电路U14具有记录同步整流管M21的前次导通时间T1的记录模块，在本次控制同步整流管M21导通时间达到N*T1时，若驱动电路U15未进入电压调整状态，则输出动态调整信号，N取值为百分率，例如但不限于N＝70％。

在又一个实施例中，调压控制电路U14具有检测驱动电路U15处于电压调整状态的时间Ta的检测模块，只要检测调压控制电路U14的比较结果并计时即可实现，获得漏源电压V_SW等于或接近动态调整电压电路U16输出的预设调压参考值V2的时间Ta。同步整流控制电路U1还包括动态电压调整电路(可以参看图4)，连接调压控制电路U14，根据检测模块得到的处于电压调整状态的时间调整预设调压参考值V2的取值，使得处于电压调整状态的时间等于或接近于一定值T3。动态电压调整电路通过调节预设调压参考值V2的值，使得时间Ta等于或接近于一定值T3。也就是，当时间Ta小于该一定值T3，则降低预设调压参考值V2的值；当时间Ta大于该一定值T3，则升高预设调压参考值V2的值。该一定值T3可以根据需要预设。

在同步整流管M21关断前一定时间，检测驱动信号DRV是否处于电压调整状态，或者使得电压调整状态的时间维持在定值，保证即使处于电流连续导通模式，并且电流较大时，同步整流管M21能够一直导通，减小导通损耗，提高系统效率。

以图4的电路结构为例，具体的，阈值比较电路U10可以包括：第一比较器U11，第二比较器U12和触发器U13。第一比较器U11的负输入端接收漏源电压V_SW，第一比较器U11的正输入端输入预设低阈值电压V1，第一比较器U11的输出端输出第一比较信号。第二比较器U12的正输入端接收调压控制电路U14输出的漏源电压V_SW，第二比较器U12的负输入端输入预设高阈值电压V3，第二比较器U12的输出端输出第二比较信号。第三触发器U13接收第一比较信号和第二比较信号，并在第一比较信号为高时输出第一控制信号、控制驱动电路U15输出上拉的驱动信号，在第二比较信号为高时输出第二控制信号、控制驱动电路U15输出下拉的驱动信号。

可选的，触发器U13为RS触发器。主开关管M20关断后，和同步整流管M21并联的续流二极管续流导通，当漏源电压V_SW低于预设低阈值电压V1，则第一比较器U11输出由低变高，即RS触发器的置位端S为高，清零端R为低，RS触发器的输出端Q为高，RS触发器的输出端连接到驱动电路U15的一个输入端，控制驱动电路U15产生上拉的驱动信号DRV。当同步整流管M21电流进一步减小，漏源电压V_SW电压升高到预设高阈值电压V3，则第二比较器U12的输出由低变高，RS触发器的清零端R由低变高、置位端S为低、输出端Q为低，即控制驱动电路U15输出的驱动信号DRV变低，将同步整流管M21关断。

下面具体描述同步整流控制电路的工作原理：主开关管M20关断后，和同步整流管M21并联的续流二极管续流导通，当漏源电压V_SW低于预设低阈值电压V1，则第一比较器U11输出由低变高，即RS触发器的置位端S为高，清零端R为低，RS触发器的输出端Q为高，RS触发器的输出端连接到驱动电路U15的一个输入端，控制驱动电路U15产生上拉的驱动信号DRV。动态调整电压电路U16的输出电压为预设调压参考值V2，初始为预设值(如-60mV)，并输入到调压控制电路U14中，漏源电压V_SW也为调压控制电路U14的输入。调压控制电路U14比较动态调整电压电路U16的输出的预设调压参考值V2和漏源电压V_SW，当漏源电压V_SW低于预设调压参考值V2(如-60mV)，则调压控制电路U14控制驱动电路U15，使驱动信号DRV上拉到其最高电压(如12V)；当漏源电压V_SW电压大于等于预设调压参考值V2，则调压控制电路U14控制驱动电路U15，使驱动电路U15调整驱动信号DRV，使漏源电压V_SW电压稳定在预设调压参考值V2附近，即驱动信号DRV电压处于电压调整状态；调压控制电路U14记录前一个开关记录前一次同步整流管导通的时间T1，并且在同步整流管M21关断前的T2(如1us)时间点，或同步整流管M21的导通时间达到N*T1(如N＝70％)时，如果调压控制电路U14没有控制驱动电路U15处于驱动信号DRV电压调整状态，则调压控制电路U14控制动态调整电压电路U16，使其输出的预设调压参考值V2降低到一定值，从而使调压控制电路U14控制驱动电路U15，使其进入驱动信号DRV电压调整状态。当同步整流管M21电流进一步减小，漏源电压V_SW电压升高到预设高阈值电压V3，则第二比较器U12的输出由低变高，RS触发器的清零端R由低变高、置位端S为低、输出端Q为低，即控制驱动电路U15输出的驱动信号DRV变低，将同步整流管M21关断。

参看图5，在一个实施例中，调压控制电路U14包括：运算放大器U30；运算放大器U30的第一输入端接收漏源电压V_SW，运算放大器U30的第二输入端接收预设调压参考值V2，运算放大器U30的输出端输出运放输出电平OUT1至驱动电路U15中，对驱动信号DRV进行调节。在漏源电压V_SW小于预设调压参考值V2时，运放输出电平OUT1被上拉至最高值，以调节驱动电路U15输出上拉到预设上拉电压高值的驱动信号；在漏源电压V_SW大于预设调压参考值V2时，运放输出电平OUT1被下拉，以使驱动信号DRV下拉，从而漏源电压V_SW降低，如此闭环反馈以调整漏源电压V_SW稳定在预设调压参考值V2或预设调压参考值V2附近。

进一步的，调压控制电路U14还包括：第四比较器U20；第四比较器U20的第一输入端接收所述运算放大器U30的输出端输出的运放输出电平OUT1，第四比较器U20的第二输入端接收低于所述最高值一定值的比较电平V4(比较电平V4可以稍低于运放输出电平OUT1被上拉的最高值，并高于电压调整状态时的运放输出电平OUT1)，第四比较器U20的输出端输出第二比较输出电平；在运放输出电平OUT1为最高值时，第二比较输出电平为低，在运放输出电平OUT1被下拉调整时，第二比较输出电平为高；第一触发器U22，第一触发器U22的接收阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE和所述第四比较器U20输出的第二比较输出电平，取反信号NGATE可以通过接收阈值比较电路U10的输出控制信号GATE的非门电路U21输出获得；充放电电路，所述阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE为低且第二比较输出电平为高时，第一触发器U22的输出信号控制充放电电路进行充电；所述阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE为高时，控制充放电电路进行放电；以及第五比较器U23，第五比较器U23的第一输入端接收所述充放电电路的充放电电压VC1，第五比较器U23的第二输入端接收调压时间预设电平V5，第五比较器U23的输出端输出第三比较输出电平V6；充放电电压VC1从初始状态到达调压时间预设电平V5的时间为处于电压调整状态的时间，其中，充放电电压VC1大于调压时间预设电平V5时，第三比较输出电平V6控制动态电压调整电路U16上调预设调压参考值；充放电电压VC1小于调压时间预设电平，第三比较输出电平V6控制动态电压调整电路U16下调预设调压参考值。

较佳的，动态电压调整电路U16包括：第二触发器U24，第二触发器U24的复位端接收阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE，第二触发器U24的置位端接收所述第五比较器U23输出的第三比较输出电平V6；第一脉冲发生电路U26，第一脉冲发生电路U26的输入端连接所述第二触发器U24的输出端，在第二触发器U24的输出端输出为高时，输出第一触发脉冲；与门U25，与门U25的第一输入端连接所述第二触发器U24的取反输出端，与门U25的第二输入端接收阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE；第二脉冲发生电路U27，第二脉冲发生电路U27的输入端连接所述与门U25的输出端，在与门U25的输出端为高时，输出第二触发脉冲；以及第一开关K22、第一电流源I21、第二开关K23、第二电流源I22、第一共用电容C21，所述第一电流源I21和第二电流源I22串联，且串接点连接所述第一共用电容C21的一端、且作为所述预设调压参考值V2的输出端，第一共用电容C21的另一端接地；所述第一开关K22由所述第一脉冲发生电路U26的第一触发脉冲控制导通，以使第一电流源I21的电流流经所述第一共用电容C21以上调所述预设调压参考值V2；所述第二开关K23由所述第二触发脉冲控制导通，以使第二电流源I22的电流流经所述第二共用电容C21以下调所述预设调压参考值V2。

可选的，调压控制电路U14中的充放电电路包括：第三开关K21、第三电流源I20、第四开关K20和第二共用电容C20，所述第三开关K21、第三电流源I20串联，且与第二共用电容C20的第一端连接、该连接点输出充放电电压VC1，第二共用电容C20的第二端接地，所述第四开关K20与所述第二共用电容C20并联；所述第三开关K21由所述第一触发器RS的输出信号控制，以在导通时使得第三电流源I20的电流流经所述第二共用电容C20进行充电；所述第四开关K20由阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE控制，以在导通时所述第二共用电容C20放电。

当阈值比较电路U10的输出控制信号GATE电压为0时，即同步整流管关断时，阈值比较电路U10的输出控制信号的取反信号NGATE(GATE电压取反)控制第四开关K20导通，第二共用电容C20上的充放电电压VC1被复位到0。当阈值比较电路U10的输出控制信号GATE电压为高时，即同步整流管导通时，第四开关K20断开。

参看图5，更具体来说，在一个实施例中，第一触发器、第二触发器均为RS触发器。比较电平V4为比运放输出电平OUT1的最高值低一定值。运放输出电平OUT1和比较电平V4进行比较，当运放输出电平OUT1为最高值时，则运算放大器U20的输出为低，RS触发器U22的输出端Q为0，第三开关K21断开，充放电电压VC1仍旧为0。当驱动信号DRV电压处于调整状态，即运放输出电平OUT1不为最高电压，则第四比较器U20的输出为高，RS触发器U22的输出端Q为高，第三开关K21导通，第三电流源I20对第二共用电容C20进行充电，充放电电压VC1线性上升。充放电电压VC1上升到调压时间预设电平V5的时间即为驱动信号DRV处于电压调整状态的预设值T3。当充放电电压VC1超过调压时间预设电平V5，则表示驱动信号DRV处于电压调整状态的时间Ta大于预设值T3，即第五比较器U23的输出为高；当充放电电压VC1在阈值比较电路U10的输出控制信号GATE为0时，一直没有超过调压时间预设电平V5，则表示驱动信号DRV处于电压调整状态的时间Ta小于预设T3，即第五比较器U23的输出在GATE为高期间一直为低。RS触发器U24在阈值比较电路U10的输出控制信号GATE为低时被复位，即Q为0，为高。RS触发器U24在阈值比较电路U10的输出控制信号GATE为高时被置位，RS触发器U24的输出Q为高，为低。RS触发器U24的输出端Q连接到第一脉冲发生电路U26，当RS触发器U24的输出为高时，第一脉冲发生电路U26发生一定宽度的第一脉冲，该第一脉冲使得第一开关K22导通，使得预设调压参考值V2升高，即可以缩短驱动信号DRV处于电压调整状态的时间Ta。当比较器U23的输出在阈值比较电路U10的输出控制信号GATE为高期间一直为低，则当阈值比较电路U10的输出控制信号GATE为低时，RS触发器U24的输出端为高，即与门U25的输出端为高。与门U25的输出端连接到第二脉冲发生电路U27，当与门U25的输出为高时，第二脉冲发生电路U27发生一定宽度的第二脉冲，该第二脉冲使得第二开关K23导通，使得预设调压参考值V2降低，即可以加长驱动DRV处于电压调整状态的时间Ta。通过该动态调整电压电路U16调整预设调压参考值V2的值，使得驱动DRV处于电压调整状态的时间Ta等于预设值T3。

以反激电路中，副边二极管替换为同步整流管时的开关电路产生的波形来举例说明，开关电路可以为图3中示出的电路结构。副边电流i_S、漏源电压V_SW电压、同步整流管驱动信号DRV波形如图6所示。在图6中，以V1＝-300mV，V21＝-60mV，V3＝-10mV为例，当主开关管M20关断时，续流二极管进行续流，驱动信号DRV为低，同步整流管M21关断，副边电流i_S电流上升，则漏源电压V_SW的电压下降，电流流经寄生二极管或者外加的二极管。在t01时刻，当漏源电压V_SW下降到-300mV，则RS触发器的输出由低变高，由于驱动电路U15有一定的延时，大约为几十纳秒，因此，到了t02时刻，驱动电路U15的输出才开始上升。在t03时刻，驱动信号DRV电压达到其导通阈值电压，同步整流管M21导通，漏源电压V_SW升高。在t03-t04时，漏源电压V_SW低于-60mV，因此驱动信号DRV电压处于其最高电压，在t04时刻，预设调压参考值V2从-60mV降低到-80mV，使驱动信号DRV电压处于电压调整状态，驱动信号DRV电压下降。在t04-t05时刻之间，原边主开关管M20导通，因此副边电流i_S迅速下降，副边电流i_S出现了转折点，漏源电压V_SW也迅速升高，在t05时刻，当漏源电压V_SW升高到-10mV时，驱动信号DRV电压开始被拉低，由于驱动信号DRV电压在t05时刻之前已经处于调整状态，离栅极关断阈值电压很近，因此驱动信号DRV电压一被拉低，同步整流管M21就关断，到了t06时刻，驱动信号DRV电压被拉低到0，能够快速关断同步整流管M21，防止与主开关管M20同时导通。

本发明还提供一种同步整流控制方法，用于控制带有同步整流管的开关电路，该控制方法包括以下步骤：

采集同步整流管的漏源电压；

漏源电压与预设低阈值电压比较，在漏源电压低于预设低阈值电压时，控制驱动电路输出上拉的驱动信号、以使同步整流管导通；

漏源电压与预设调压参考值比较，在漏源电压大于等于预设低阈值电压且小于预设调压参考值时控制所述驱动电路输出继续上拉到预设上拉电压高值的驱动信号，在漏源电压大于等于预设调压参考值且小于预设高阈值电压时控制所述驱动电路进入电压调整状态，将驱动信号进行调压，输出该调压后的驱动信号，使得漏源电压稳定在预设调压参考值或预设调压参考值附近；

漏源电压与预设高阈值电压比较，在漏源电压大于等于预设高阈值电压时，控制所述驱动电路输出下拉的驱动信号、以使同步整流管关断。

预设调压参考值V2可以预设，取值可以使得驱动信号DRV在关断之前处于栅极关断阀值电压附近即可，例如可以为-60mV，但仅作为示例。

在一个实施例中，同步整流控制方法还可以包括：在同步整流管导通时间达到一定值时、或在控制同步整流管关断之前的一定时间内，若驱动电路未进入电压调整状态，则降低所述预设调压参考值的取值。

优选的，记录同步整流管的前次导通时间T1，在本次控制同步整流管导通时间达到N*T1时，若所述驱动电路未进入电压调整状态，则降低所述预设调压参考值的取值，N取值为百分率。

在又一个实施例中，同步整流控制方法还可以包括：检测驱动电路处于电压调整状态的时间，调整预设调压参考值的取值，使得处于电压调整状态的时间为一定值。

关于本发明同步整流控制方法的具体内容可以参看前述同步整流控制电路中的具体实施例描述，在此不再赘述。

本发明还提供一种反激式开关电路，包括前述实施例中任意一项所述的同步整流控制电路、或使用如前述实施例中任意一项所述的同步整流控制方法，具体参看前述实施例中的相应描述。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定权利要求，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。