串联电机驱动系统输入缺一相容错型直接转矩控制方法与流程

本发明涉及一种单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统输入缺一相容错型直接转矩控制方法。

背景技术：

随着宇航推进系统、全舰电力推动、电力机车牵引、电动/混合燃料汽车驱动等关键领域的高速发展，其对传动系统的重量和体积有着更加苛刻的要求，轻量化、高功率密度、低成本的电力驱动系统将是一个重要的发展方向。单逆变器供电多台电机组成的串联驱动系统是一个重要的研究方向，与逆变器-电机一对一供电的三相驱动系统相比，优点是：逆变器桥臂的数量减少了；通过一套DSP控制平台就能将所有串联电机进行解耦控制。单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统是多台电机串联驱动系统中的典型，该驱动系统利用六相电机电空间互差180度的两绕组电流相位相反特性，将六相电机电空间互差180度的两绕组尾端并联后再与三相电机中一相绕组串联，从而实现三相电机控制与六相电机控制之间的电磁转矩解耦。由于采用了单台逆变器供电，提高了系统的可靠性，降低了系统的成本；另外，由于采用永磁体激磁，两台电机运行效率高。

为了进一步提高上述串联驱动系统的可靠性，希望六相电机一相绕组断路或逆变桥一个桥臂故障情况下，仍然能够利用剩余的5个逆变桥臂实现两台电机之间的电磁转矩解耦控制。无论六相电机一相绕组断路或逆变桥一个桥臂故障，六相电机只有五相绕组工作，与故障桥臂相连接的绕组或断路绕组缺失了，与缺失相绕组电空间对称的相绕组中流过的电流与对应三相绕组电流完全相同。对于缺失一相的六相电机而言，与缺失相绕组电空间对称的相绕组不可控；而且，其他在电空间对称的两个绕组中电流不再保持反相关系，这样破坏了两台电机之间的电磁转矩解耦。如何实现单逆变器缺失一相的六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统之间的电磁转矩解耦控制是必须解决的科学问题。为此，本发明专利提出单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统缺一相容错型直接转矩控制方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统输入缺一相容错型直接转矩控制方法，目的是利用剩余的5相逆变桥实现该种双电机串联驱动系统出现输入侧缺一相情况下两台电机瞬时电磁转矩解耦控制，以提高该种串联驱动系统的可靠性。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种串联电机驱动系统输入缺一相容错型直接转矩控制方法，具体应用于单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统，该方法包括如下步骤，

S1：利用T₆正交变换矩阵，将包括缺失相的六个输入电流i_sA～i_sF变换为αβ坐标中i_αi_β及xy坐标系中i_xi_y：

其中，i_o1、i_o2为两个零序电流；由于六相电机缺失一相，且三相绕组具有中心点，所有串联的两台电机驱动系统只有4个自由度可控制，由于需要对两台电机的定子磁链、电磁转矩进行闭环控制，占用了4个自由度，所以两个零序轴系上变量是不受控制的；

S2：利用公式(2)、i_αi_β、六相电机转子磁链ψ_f1及六相电机转子位置角θ_r1计算出αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；

L_sm1＝0.5(L_dm1+L_qm1)，L_rs1＝0.5(L_dm1-L_qm1)，L_dm1、L_qm1分别为六相电机相绕组主磁路的直、交轴电感，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感；

利用公式(3)、i_xi_y、三相电机转子磁链ψ_f2及三相电机转子位置角θ_r2计算出xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy：

L_sm2＝0.5(L_dm2+L_qm2)，L_rs2＝0.5(L_dm2-L_qm2)，L_dm2、L_qm2分别为三相电机相绕组主磁路的直、交轴电感，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感；

S3：判断αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_1si；判断xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy矢量所处xy平面扇区编号θ_2si；

S4：根据αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经六相电机磁链滞环比较器，输出控制αβ平面六相电机定子磁链幅值的变量φ_e1：

根据xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy及定子磁链幅值给定经三相电机磁链滞环比较器，输出控制xy平面三相电机定子磁链幅值的变量φ_e2：

S5：利用公式(4)、i_αi_β及ψ_sαψ_sβ计算六相电机电磁转矩T_e1；

T_e1＝p₁(ψ_sαi_β-ψ_sβi_α) (4)

其中，p₁为六相电机磁极对数；

利用公式(5)、i_xi_y及ψ_sxψ_sy计算三相电机电磁转矩T_e2；

T_e2＝p₂(ψ_sxi_y-ψ_syi_x) (5)

其中，p₂为三相电机磁极对数；

S6：将六相电机电磁转矩T_e1及其给定值送给六相电机转矩滞环比较器，输出控制六相电机电磁转矩变量τ_e1，

其中，ε_m1为六相电机转矩滞环环宽，其值可以根据实际六相电机转矩控制误差需要设置；

将三相电机电磁转矩T_e2及其给定值送给三相电机转矩滞环比较器，输出控制三相电机电磁转矩变量τ_e2，

其中，ε_m2为三相电机转矩滞环环宽，其值可以根据实际三相电机转矩控制误差需要设置；

S7：将τ_e1、φ_e1、θ_1si、τ_e2、φ_e2、θ_2si同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康5相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于缺失一相输入的六相串联三相永磁同步电机驱动系统，实现两台电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

在本发明一实施例中，所述步骤S6中，六相电机电磁转矩给定值和三相电机电磁转矩给定值视具体两台电机控制变量而定，具体的：若控制的是电磁转矩，则系统直接给定；若控制的是转速，则两台电机速度控制器分别输出转矩给定和若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为转矩给定和

在本发明一实施例中，所述步骤S2中，αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ和xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy也能够利用定子磁链的电压模型进行计算，利用电压模型的定子磁链典型计算如下：

步骤S21：利用T₆正交变换矩阵，将包括缺失相的六个输入电压u_AO～u_FO变换为αβ坐标中u_sαu_sβ及xy坐标系中u_sxu_sy：

其中，u_so1、u_so2为两个零序电压；

步骤S22：根据公式(6)、i_αi_β计算出αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；

αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ：

其中，R_s1为六相电机相绕组电阻；

根据公式(7)、i_xi_y计算出xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy；

xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy：

其中，R_s2为三相电机相绕组电阻。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明的单逆变器供电六相串联三相永磁同步电机缺一相容错型直接转矩控制方法，解决了偏置60度六相对称绕组永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统在输入缺失一相情况下两台电机继续解耦不间断运行的难题，该控制方法具有如下优点：

1)考虑缺失相绕组对两台电机数学模型的贡献，将包括缺失相的两台电机定子磁链控制成圆形，很好地实现了两台电机电磁转矩的解耦控制；

2)永磁同步电机采用凸极效应可以产生磁阻转矩，从而增强电机的负载能力，而本发明控制策略考虑了电机凸极现象，所以当本发明控制对象为凸极式永磁同步电机时，可以有效增强驱动系统输出转矩能力；

3)采用本发明后，串联驱动系统可以由绕组正常无故障情况快速过渡至缺一相容错运行状态，提高了串联双电机驱动直接转矩控制系统绕组断路或逆变桥臂故障时不间断运行的可靠性。

附图说明

图1单逆变器供电六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机输入缺一相容错型直接转矩控制结构图。

图2本发明的实施例驱动系统硬件结构图。

图3六相永磁同步电机和三相永磁同步电机串联方式。

图4六相永磁同步电机坐标系定义。

图5三相永磁同步电机坐标系定义。

图6缺相后αβ平面、xy平面的开关矢量图。

图7α-β平面上的合成电压矢量u_sα+ju_sβ。

图8x-y平面上的合成电压矢量u_sx+ju_sy。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

当六相对称绕组永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统输入侧缺失一相后，若在双电机串联驱动系统数学模型建立及其容错型直接转矩控制策略构建中不考虑六相电机中缺失相绕组贡献，这样导致原有的六相电机定子绕组的对称特性遭破坏，从而无法寻找到一套有效的坐标变换把缺失一相的六相电机与三相电机进行解耦建模，最终无法利用剩余的5个健康的逆变桥臂输出电压矢量实现缺失一相的六相电机与三相电机之间的电磁转矩解耦控制。为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种考虑缺失相绕组对定子磁链建模及控制贡献的单逆变器供电的六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机驱动系统缺一相容错型直接转矩控制方法，目的是利用剩余的5相逆变桥实现该种双电机串联驱动系统出现输入侧缺一相情况下两台电机瞬时电磁转矩解耦控制，以提高该种串联驱动系统的可靠性。

本发明方法的结构框图如图1所示。利用T₆正交变换矩阵将包括缺失相的6相输入电流i_sA～i_sF变换为αβ坐标平面中i_αi_β及xy坐标平面中i_xi_y(公式(1))，从而把控制两台电机机电能量转换的电流分量分别投影至αβ坐标平面和xy坐标平面；利用公式(2)、i_αi_β及六相永磁同步电机(该电机简记为PMSM6)转子位置角θ_r1计算出αβ平面内包含缺失相的六相永磁同步电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；利用公式(3)、i_xi_y及三相永磁同步电机(该电机简记为PMSM3)转子位置角θ_r2计算出xy平面内三相永磁同步电机定子磁链ψ_sxψ_sy；利用公式(4)、i_αi_β及ψ_sαψ_sβ计算出缺失一相的六相电机电磁转矩T_e1；利用公式(5)、i_xi_y及ψ_sxψ_sy计算出三相电机电磁转矩T_e2；把六相电机电磁转矩给定及电磁转矩T_e1，送给六相电机转矩滞环比较器输出控制六相电机电磁转矩的τ_e1变量；把三相电机电磁转矩给定及电磁转矩T_e2，送给三相电机电磁转矩滞环比较器输出控制三相电机电磁转矩的τ_e2变量；把六相电机αβ坐标平面内的定子磁链幅值给定|ψ_s1|^*及定子磁链幅值|ψ_s1|，送给六相电机磁链滞环比较器输出控制六相电机αβ坐标平面内的定子磁链幅值的φ_e1变量；把三相电机xy坐标平面内定子磁链幅值给定|ψ_s2|^*及定子磁链幅值|ψ_s2|，送给三相电机磁链滞环比较器输出控制三相电机xy坐标平面内定子磁链幅值的φ_e2变量；把六相电机αβ坐标平面内的定子磁链矢量ψ_s1辐角∠θ_ψs1和三相电机xy坐标平面内的定子磁链矢量ψ_s2辐角∠θ_ψs2分别送给各自的磁链扇区判断环节，分别输出两台电机定子磁链矢量所处扇区编号θ_1si、θ_2si；把两台电机的电磁转矩控制变量τ_e1τ_e2、定子磁链幅值控制变量φ_e1φ_e2及扇区编号θ_1siθ_2si，送给最优开关矢量表输出一组最优的剩余五个逆变桥臂开关组合，从而在剩余的5相输入端加一个最优电压矢量，以实现两台电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制。由于计算六相电机αβ坐标平面内定子磁链公式2包括了缺失相绕组的贡献，使得两台电机的电磁转矩之间获得解耦，这样为利用剩余5个逆变桥臂，通过定子磁链对两台电机电磁转矩进行解耦控制创造了前提条件。在采用全数字控制的驱动系统中，采用本发明不需要另外添加硬件，即可实现串联两台电机缺任意一输入相容错型直接转矩控制，降低了驱动系统的硬件成本。该方法具体实现如下，

S1：利用T₆正交变换矩阵，将包括缺失相的六个输入电流i_sA～i_sF变换为αβ坐标中i_αi_β及xy坐标系中i_xi_y：

其中，i_o1、i_o2为两个零序电流；由于六相电机缺失一相，且三相绕组具有中心点，所有串联的两台电机驱动系统只有4个自由度可控制，由于需要对两台电机的定子磁链、电磁转矩进行闭环控制，占用了4个自由度，所以两个零序轴系上变量是不受控制的；

S2：利用公式(2)、i_αi_β、六相电机转子磁链ψ_f1及六相电机转子位置角θ_r1计算出αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；

L_sm1＝0.5(L_dm1+L_qm1)，L_rs1＝0.5(L_dm1-L_qm1)，L_dm1、L_qm1分别为六相电机相绕组主磁路的直、交轴电感，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，这些电感值可以从六相电机铭牌上得到；

利用公式(3)、i_xi_y、三相电机转子磁链ψ_f2及三相电机转子位置角θ_r2计算出xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy：

L_sm2＝0.5(L_dm2+L_qm2)，L_rs2＝0.5(L_dm2-L_qm2)，L_dm2、L_qm2分别为三相电机相绕组主磁路的直、交轴电感，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，这些电感值可以从六相电机铭牌上得到；

S3：判断αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_1si；判断xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy矢量所处xy平面扇区编号θ_2si；

S4：根据αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经六相电机磁链滞环比较器，输出控制αβ平面六相电机定子磁链幅值的变量φ_e1：

根据xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy及定子磁链幅值给定经三相电机磁链滞环比较器，输出控制xy平面三相电机定子磁链幅值的变量φ_e2：

S5：利用公式(4)、i_αi_β及ψ_sαψ_sβ计算六相电机电磁转矩T_e1；

T_e1＝p₁(ψ_sαi_β-ψ_sβi_α) (4)

其中，p₁为六相电机磁极对数，可以从六相电机铭牌上得到；

利用公式(5)、i_xi_y及ψ_sxψ_sy计算三相电机电磁转矩T_e2；

T_e2＝p₂(ψ_sxi_y-ψ_syi_x) (5)

其中，p₂为三相电机磁极对数，可以从六相电机铭牌上得到；

S6：将六相电机电磁转矩T_e1及其给定值送给六相电机转矩滞环比较器，输出控制六相电机电磁转矩变量τ_e1，

其中，ε_m1为六相电机转矩滞环环宽，其值可以根据实际六相电机转矩控制误差需要设置；

将三相电机电磁转矩T_e2及其给定值送给三相电机转矩滞环比较器，输出控制三相电机电磁转矩变量τ_e2，

其中，ε_m2为三相电机转矩滞环环宽，其值可以根据实际三相电机转矩控制误差需要设置；

S7：将τ_e1、φ_e1、θ_1si、τ_e2、φ_e2、θ_2si同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康5相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于缺失一相输入的六相串联三相永磁同步电机驱动系统，实现两台电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

所述步骤S6中，六相电机电磁转矩给定值和三相电机电磁转矩给定值视具体两台电机控制变量而定，具体的：若控制的是电磁转矩，则系统直接给定；若控制的是转速，则两台电机速度控制器分别输出转矩给定和若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为转矩给定和

所述步骤S2中，αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ和xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy也能够利用定子磁链的电压模型进行计算，利用电压模型的定子磁链典型计算如下：

步骤S21：利用T₆正交变换矩阵，将包括缺失相的六个输入电压u_AO～u_FO变换为αβ坐标中u_sαu_sβ及xy坐标系中u_sxu_sy：

其中，u_so1、u_so2为两个零序电压；

步骤S22：根据公式(6)、i_αi_β计算出αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；

αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ：

其中，R_s1为六相电机相绕组电阻；

根据公式(7)、i_xi_y计算出xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy；

xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy：

其中，R_s2为三相电机相绕组电阻。

以下为本发明的具体实施例。

本发明的实施例驱动系统硬件结构如图2所示。包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、偏置60度六相对称绕组永磁同步电机、三相永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、两台电机转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。也可以采用合适的直流电源提供六相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的容错型直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

该系统基本原理叙述如下：

图3给出了本发明的六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机的连接方式。ABCDEF为六相永磁同步电机的六个相绕组，UVW为三相永磁同步电机的三个相绕组。正常六相电机中A相电流i_sA和D相电流i_sD反相，所以A相和D相尾端并联后再与三相电机U相串联，以实现两台电机控制上的解耦，其他相的连接同理。

图4和图5是六相永磁同步电机和三相永磁同步电机实现机电能量转换的坐标系定义。αβ和xy为静止坐标系，d1q1和d2q2为转子同步旋转坐标系。在图4中，d1轴和α轴之间的夹角为六相电机转子位置角θ_r1，u_s1、i_s1、ψ_s1、ψ_r1分别为六相电机的定子电压矢量、电流矢量、αβ平面定子磁链矢量及转子磁链矢量，这些矢量在d1轴、q1轴、α轴、β轴上的投影分别用下标“d1”、“q1”、“α”、“β”标示。A～F分别为六相绕组轴线。ω_r1为六相电机转子旋转的电角速度。δ₁为六相电机αβ平面定子磁链和转子磁链之间的夹角。在图5中，d2轴和x轴之间的夹角为三相电机转子位置角θ_r2，u_s2、i_s2、ψ_s2、ψ_r2分别为三相电机的定子电压矢量、电流矢量、xy平面定子磁链矢量及转子磁链矢量，这些矢量在d2轴、q2轴、x轴、y轴上的投影分别用下标“d2”、“q2”、“x”、“y”标示。U～W分别为三相绕组轴线。ω_r2为三相电机转子旋转的电角速度。δ₂为三相电机的xy平面定子磁链和转子磁链之间的夹角。六相电机中除了用于控制两台电机机电能量转换的4个自由度外，还存在2个自由度，这两个自由度变量分别投影到o₁和o₂零序轴系。

采用如下T₆矩阵可以把自然坐标系中数学模型变换至αβ、xy、o₁o₂静止坐标系中：

六相电机αβ平面定子磁链ψ_sαψ_sβ和三相电机xy平面定子磁链ψ_sxψ_sy分别如下：

六相和三相电机的电磁转矩分别如下：

T_e1＝p₁(ψ_sαi_β-ψ_sβi_α) 公式4

T_e2＝p₂(ψ_sxi_y-ψ_syi_x) 公式5

αβ、xy、o₁o₂静止坐标系中电压平衡方程式分别如下：

对比式(公式4～公式8)可以看出，在串联系统中与六相电机相关的机电能量转换变量只出现在αβ平面上；在xy平面内，六相电机要在三相电机上产生漏感压降(L_sσ1*di_x/dt、L_sσ1*di_y/dt)及电阻压降(R_s1*i_x、R_s1*i_y)，但是漏感及电阻很小，可以忽略不计，因此该平面只有与三相电机相关的机电能量转换变量；o₁o₂平面与两台电机的机电能量转换变量都没有关系，仅仅与两台电机的定子绕组的电阻和漏感有关。因此，六相电机和三相电机可以分别在αβ平面和xy平面上实现解耦独立控制。

根据图4中d1q1与αβ坐标系的定义，把六相电机定子磁链和电磁转矩旋转变换到d1q1坐标系中得：

T_e1＝p₁(ψ_sd1i_q1-ψ_sq1i_d1) 公式10

其中，L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1分别为六相电机d1q1坐标系的直交轴电感。

由图4得：

ψ_sd1＝|ψ_s1|cosδ₁ 公式11

ψ_sq1＝|ψ_s1|sinδ₁ 公式12

根据式(公式9)、(公式11)、(公式12)可得

把(公式11)～(公式14)代入(公式10)可推导出：

根据式(公式15)可知，当定子磁链ψ_s1幅值控制为恒值时，要想控制转矩T_e1，只需控制角度δ₁。

同理，三相电机转矩也可以推导出类似于式(公式15)的表达式如下：

其中，L_d2＝2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2分别为三相电机d2q2坐标系的直交轴电感。根据式(公式16)可知，当定子磁链ψ_s2幅值控制为恒值时，要想控制转矩T_e2，只需控制角度δ₂。

无论是六相，还是三相电机，若要通过快速控制δ₁或δ₂，来实现对电磁转矩的快速控制，只需要快速控制定子磁链矢量的旋转。所以，实现两台电机之间的解耦控制，关键是如何利用逆变器输出电压矢量对两台电机定子磁链ψ_s1、ψ_s2进行解耦控制。

从图3连接图可见，当六相绕组A相与逆变桥断开后电压u_Ao～u_Fo推导结果如下：

利用T₆左乘(公式17)两边得

根据(公式18)可见，u_so1自然为0，A相断路后，且三相绕组采用星型连接，所以整个驱动系统只有4个自由变量可控。利用αβ平面、xy平面分别控制六相电机和三相电机机电能量转换后合计4个自由变量后，o2轴上变量不可控。

根据电压、磁链关系可见，利用合适的开关组合可以同时控制六相电机αβ平面、三相电机xy平面内定子磁链，从而实现对六相和三相电机电磁转矩解耦控制。

忽略u_Ao对式(公式18)中电压矢量的贡献后，式(公式18)进一步简化

根据式(公式19)，取不同的开关组合(S_b～S_f)即可获得一组αβ平面、xy平面的开关矢量u_sα+ju_sβ、u_sx+ju_sy，画出αβ平面、xy平面的开关矢量图如图6所示。

可以按照传统的一个数字控制周期内输出一个电压矢量的直接转矩控制方法，直接在αβ平面和xy平面内划分扇区，构建最优开关矢量表。但这种方法会使得最优开关矢量表变得非常庞大，降低了直接转矩控制的实时性。为此，本发明采用单电压矢量和部分合成电压矢量相结合方法，来构建最优开关矢量表；αβ平面和xy平面均被划分为4个跨度90度的扇区，分别如图7和8所示，所采用的单电压矢量或合成电压矢量处于扇区的边界上。按以下方式合成矢量：81(16,30)，82(30,25)，83(12,25)，84(16,12)，85(6,26)，87(12,11)，89(6,19)，90(15，19)，91(15,1)，92(6,1)，93(19,20)，95(9,13)。每一合成矢量均由原有的两个非零电压矢量各作用一半控制周期产生，例如合成矢量85是由原来的6矢量和26矢量分别作用一半的控制周期T_s/2形成，它在αβ平面和xy平面上位置、大小及PWM时序如图7和图8所示。为了矢量编号的连续，在图7和图8中将原来的矢量10,4,27,21重新矢量编号为86,88,94,96。矢量在αβ平面和xy平面上各自的分布图如图7和图8。基于81～96矢量，构建本发明的最优开关矢量表方法详细阐述如下：

1)将图7、图8所示的合成电压矢量图按图中标注分别分为4个扇区，扇区号分别记为θ_1si和θ_2si(i＝1、2、3、4)。每个扇区跨度90°电角度。

2)分别判断六相电机定子磁链ψ_s1和三相电机定子磁链ψ_s2所处的扇区，根据两台电机所处的状态，来选择合适的电压矢量。例如，当六相电机的磁链处于第一扇区(如图7)、转矩和磁链均需要增大；同时三相电机的扇区也处于第一扇区(如图8)、转矩和磁链也需要增大，则应该选择电压矢量81。

3)结合1)和2)综合选择结果，可以得到如表1所示的最优开关矢量表，根据该表所获得的逆变器输出电压矢量，可以同时实现缺失一相的六相电机和三相电机的电磁转矩和定子磁链幅值始终跟踪给定值，两台电机实现了解耦控制。

表1最优开关矢量表

在表1中，τ_e1＝1和τ_e2＝1代表两台电机转矩都增大，τ_e1＝-1和τ_e2＝-1代表两台电机转矩都减小。Ф_e1＝1和Ф_e2＝1代表两台电机磁链都增大，Ф_e1＝0和Ф_e2＝0代表两台电机磁链都减小

工作过程包括如下步骤：

(1)利用公式1中T₆正交变换矩阵，将包括缺失相的六个输入电流i_sA～i_sF变换为αβ坐标中i_αi_β及xy坐标系中i_xi_y；

(2)利用公式2、i_αi_β、六相电机转子磁链ψ_f1及六相电机转子位置角θ_r1计算出αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ；利用公式3、i_xi_x、三相电机转子磁链ψ_f2及三相电机转子位置角θ_r2计算出xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy；

(3)判断αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_1si；判断xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy矢量所处xy平面扇区编号θ_2si；

(4)根据αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经六相电机磁链滞环比较器，输出控制αβ平面六相电机定子磁链幅值的变量φ_e1；根据xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy及定子磁链幅值给定经三相电机磁链滞环比较器，输出控制xy平面三相电机定子磁链幅值的变量φ_e2；

(5)利用公式4、i_αi_β及ψ_sαψ_sβ计算六相电机电磁转矩T_e1；利用公式5、i_xi_y及ψ_sxψ_sy计算三相电机电磁转矩T_e2；

(6)将六相电机电磁转矩T_e1及其给定值送给六相电机转矩滞环比较器，输出控制六相电机电磁转矩变量τ_e1；将三相电机电磁转矩T_e2及其给定值送给三相电机转矩滞环比较器，输出控制三相电机电磁转矩变量τ_e2；

(7)将τ_e1、φ_e1、θ_1si、τ_e2、φ_e2、θ_2si同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康5相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于缺失一相输入的六相串联三相永磁同步电机驱动系统，实现两台电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

其中步骤(6)中电磁转矩给定和视具体两台电机控制变量而定。若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则两台电机速度控制器(例如PI控制器)分别输出转矩给定和若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为转矩给定和

其中步骤(2)中αβ平面六相电机定子磁链ψ_sαψ_sβ和xy平面三相电机定子磁链ψ_sxψ_sy也可以利用定子磁链的电压模型进行计算。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。