基于模糊PCI和PR并联复合控制的逆变器控制方法与流程

本发明涉及逆变器控制领域，尤其是涉及一种基于模糊PCI和PR并联复合控制的逆变器控制方法，具体地是一种基于模糊PCI和PR并联复合控制的LC型三相并网逆变器单环控制方法。

背景技术：

近年来，随着当今世界能源供应日趋紧张，对于风能与太阳能等一系列可再生能源的开发与利用越来越被人们所重视。并网逆变器是连接分布式电源和电网的主要接口，其控制性能的好坏十分重要。一般情况下并网逆变器一方面要能实现输出电流与电网电压同频同相，另一方面要能实现输出正弦电流满足谐波失真标准。

目前对于并网逆变器控制策略的研究主要集中于电压控制型和电流控制型两种。对于电压控制型，主要的控制方式有比例积分(PI)控制、比例复数积分(PCI)控制、比例谐振(PR)控制、模糊控制以及重复控制等。每种控制方法各有优缺点，其中PI控制具有简单、动态响应快和鲁棒性强等优点，但是其在控制交流量时存在交流稳态误差；PCI控制将传统PI推广至复数域，能够有效消除并网电流控制的交流稳态误差；PR控制在谐振频率处幅频特性趋于无穷，能够实现交流量的零稳态误差，同时又具有抗电网电压干扰的良好性能；重复控制基于基波周期校正误差信号，对应稳态性能好，但暂态性能较差；模糊控制的对象无需十分精确，主要适用于复杂的非线性系统。对于后者，主要的控制方式有恒功率(PQ)控制、恒压/恒频(V/F)控制以及下垂(Droop)控制。现阶段对于并网逆变器输出电流高次谐波的控制，主要有L型滤波器、LC型滤波器和LCL型滤波器三种。相较于L型滤波器滤波效果不明显以及LCL型滤波器会在系统中引入谐振峰且控制策略复杂，LC型滤波器控制简单，有利于并网逆变器的独立运行，常应用于工程实践之中。因此，研究LC滤波器下的并网逆变器控制方法具有重要的理论意义和实际意义。

技术实现要素：

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于模糊PCI和PR并联复合控制的逆变器控制方法，该方法能够省去坐标变换环节，直接应用于三相静止abc坐标系，保证系统控制的稳定性，提高并网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数，确保控制系统的稳定性和安全可靠运行。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于模糊PCI和PR并联复合控制的逆变器控制方法，用于LC型三相并网逆变系统中，包括以下步骤：

S1：实时采集三相静止坐标系下的当前三相并网电流i；

S2：获取三相静止坐标系下的并网电流指令i^*，得到当前三相并网电流i与并网电流指令i^*之差，记为三相静止坐标系下的交流误差信号e；

S3：交流误差信号e经过PR控制器得到三相静止坐标系下的第一电流值

S4：交流误差信号e经过模糊PCI控制器得到三相静止坐标系下的第二电流值

S5：第一电流值和第二电流值相加后得到三相静止坐标系下的复合控制电流值，并输入到PWM模块，产生控制并网逆变器开关管的控制信号；

S6：重复执行上述步骤S1～S6。

所述步骤S4具体为：

401：获取交流误差信号e的交流误差信号变化率e_c；

402：交流误差信号e和交流误差信号变化率e_c经过模糊控制器得到比例增益变化量ΔK_p和积分增益变化量ΔK_i；

403：得到在线调整后的PCI控制器的比例系数K_p和积分系数K_i，K_p＝K′_p+K·ΔK_p，K_i＝K_i′+K·ΔK_i，K′_p为单一PCI控制器控制下的比例系数，K_i′为单一PCI控制器控制下的积分系数，K为影响因子；

404：交流误差信号e根据基于比例系数K_p和积分系数K_i的PCI控制器输出三相静止坐标系下的第二电流值

所述PCI控制器为abc坐标系PCI控制器。

所述步骤402具体为：

交流误差信号e和交流误差信号变化率e_c归一化分别得到交流误差归一化量E和交流误差变化率归一化量EC，根据预设的模糊规则得到E和EC的隶属度；

采用Mamdani模糊推理方法，根据预设的模糊规则进行模糊推理，根据E和EC的隶属度得到模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki及其对应的隶属度；

根据模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki及其对应的隶属度得到比例增益变化量ΔK_p和积分增益变化量ΔK_i。

所述模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki的模糊控制规则如下表：

其中，PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB分别代表正大、正中、正小、零、负小、负中、负大。

与现有的LC滤波器并网电流的控制方法相比，如比例积分控制以及比例谐振控制，本发明提出的模糊PCI和PR并联复合控制的LC型滤波三相并网逆变器控制方法有如下优点：

1)该新型并网逆变器控制策略在三相并网PCI控制的基础上加入模糊控制器，在设定模糊规则的作用下与PCI控制器复合，能够实时在线调整PCI控制器的比例系数和积分系数，同时将模糊PCI控制器与PR控制器并联复合，提高整个控制器的响应速度。该新型控制策略对应a相并网电流几乎与该相参考电流完全同步，b相和c相并网电流则约在1/12周期后实现同步追踪参考电流；这样一来，在控制参数实时变化的新型复合控制器的作用下，并网电流与电网电压几乎同相位，满足单位功率因数并网要求。

2)该新型并网逆变器控制策略一方面可以通过模糊规则实时在线调整PCI控制的比例系数和积分系数，且相较于单一PCI控制效果更优，另一方面在PR控制器的作用下提高整个控制器的反应速度，这样一来控制器参数实时变化，并网电流谐波畸变率(THD)值相比于单一PCI控制和PR控制明显减小，控制稳态波形质量更优，能够减小并网逆变器稳态运行时对电网产生的谐波污染，达到并网标准。

3)本发明提出的基于模糊PCI和PR并联复合控制的LC型三相并网逆变器单环控制方法，利用abc坐标系PCI控制器，能够直接对交流量进行控制，进而省去坐标变换环节，应用于三相静止abc坐标系，拥有控制精度高，跟踪效果好，功率因数高以及系统可靠性强等优点，适合于太阳能发电和风力发电等新能源并网系统，并且可以推广到其它单相或者三相逆变器的控制方法中。

4)本发明提出的模糊控制规则可实现PCI参数的调节，具体有：当电流误差与电流误差变化率处于较大级别并且变化方向相同时，增大K_p以增强模糊控制器的调节作用；当电流误差与电流误差变化率处于较大级别并且变化方向相反时，减小K_p以避免超调或者震荡；当系统趋于稳定且误差较小时，为保持系统稳态以适当减小K_p；当系统存在较大的稳态误差时，增大K_i以快速消除稳态误差，但是注意不要使K_i过大，以免在响应过程初期产生积分饱和现象，引起较大超调；当系统存在较小的稳态误差时，减小K_i以提高系统的调节精度。

附图说明

图1为本发明基于模糊PCI和PR并联复合控制的LC型三相并网逆变器单环控制方法的整体结构框图；

图2为本发明中模糊PCI控制框图；

图3为三相abc坐标系下m_a、m_b和m_c之间的向量关系示意图；

图4为LC型滤波器的数学模型结构框图；

图5为三相并网逆变器控制系统结构模型框图；

图6为采用本发明方法的a相入网电流和并网电网电压示意图；

图7为采用本发明方法的并网电流谐波畸变率示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的应用范围不限于下述的实施例。

一种基于模糊PCI和PR并联复合控制的逆变器控制方法，具体地是基于模糊PCI和PR并联复合控制的LC型三相并网逆变器单环控制方法，用于LC型三相并网逆变系统中，该方法主要是探求对于三相并网交流量的直接最优化控制，同时由于使用单环控制，故只需利用一组电流传感器来采样三相并网电流。LC型三相并网逆变系统包括依次连接的直流输入电压源U_dc、基于脉冲宽度调制控制的三相并网逆变器、连接逆变器和电网的LC滤波器(包括连接逆变桥侧的电感L_a、L_b、L_c，滤波电容C_a、C_b、C_c)、电网线路等效电阻R_a、R_b、R_c。图1中，N为三相逆变器下桥臂连接中点，N′为三相滤波电容连接中点，O为三相电网连接中点，即接地点，i₁、i₂和i_c分别为逆变侧的电感电流、并网(网侧)电流和电容电流，V_a、V_b、V_c为网侧电压，D(s)为PCI控制器开环传递函数，ΔK_p和ΔK_i分别为PCI控制器的比例增益变化量和积分增益变化量，de/dt为求导环节，可以求得交流误差信号变化率。

如图1所示，该方法包括以下步骤：

S1：通过网侧三相电流传感器实时采集三相静止坐标系下的当前三相实际并网电流i，对应为i_a、i_b、i_c；

S2：获取三相静止坐标系下的并网电流指令i^*，对应为得到当前三相并网电流与并网电流指令之差，记为三相静止坐标系下的交流误差信号e，对应为e_a、e_b、e_c；

S3：交流误差信号经过PR控制器得到三相静止坐标系下的第一电流值对应为

S4：交流误差信号e经过模糊PCI控制器得到三相静止坐标系下的第二电流值对应为

S5：第一电流值和第二电流值相加后得到三相静止坐标系下的复合控制电流值I_o，对应为I_oa、I_ob、I_oc，并输入到PWM模块，产生控制并网逆变器开关管的控制信号，该信号经驱动电路后控制逆变器开关管的接通与关断，进而控制并网逆变系统入网电流的幅值和相位以及并网电流质量；

S6：重复执行上述步骤S1～S6，使并网逆变器的输出始终跟踪指令值。

PR控制器和模糊PCI控制器并联组成的新型复合控制器，具体地，包括：三个用于对电流误差信号进行调节的PCI控制器、三个用于对电流误差信号进行调节的PR控制器、三个用于对电流误差信号进行调节的模糊控制器，一方面交流误差信号经PR控制器进行调节控制，得到该控制策略下的输出值，另一方面交流误差信号经模糊PCI控制器进行控制，其中各相交流误差信号分别通过对应相模糊控制器，在设定的模糊规则作用下获取PCI控制器的比例增益变化量和积分增益变化量，两个变化量与PCI控制器单独作用时的比例系数和积分系数进行相加，能够达到实时在线调整PCI控制器比例系数和积分系数的目的。然后将PR控制器的输出信号和模糊PCI控制器的输出信号相加获取复合控制器作用下的PWM触发调制信号，即I_oa、I_ob、I_oc。本发明方法具备功率因数高和控制精度高的优点，无需坐标变换，操作简单且易于实现，具备相当的实用性和经济性。

其中对于模糊PCI控制器而言，第一步分析并网逆变器数学模型和传递函数，确定单一PCI控制下的K′_p和K_i′，第二步交流误差信号e先经模糊控制确定PCI控制器的比例增益变化量ΔK_p和积分增益变化量ΔK_i，第三步对应数值相加，能够实现PCI控制器比例系数K_p和积分系数K_i的实时在线调整。则如图2所示，步骤S4具体为：

401：获取交流误差信号e的交流误差信号变化率e_c；

402：交流误差信号e和交流误差信号变化率e_c经过模糊控制器得到比例增益变化量ΔK_p和积分增益变化量ΔK_i；

403：得到在线调整后的PCI控制器的比例系数K_p和积分系数K_i，K_p＝K′_p+K·ΔK_p，K_i＝K_i′+K·ΔK_i，K′_p为单一PCI控制器控制下的比例系数，K_i′为单一PCI控制器控制下的积分系数，K为影响因子；

404：交流误差信号e根据基于比例系数K_p和积分系数K_i的PCI控制器输出三相静止坐标系下的第二电流值该PCI控制器为abc坐标系PCI控制器。

图2中，虚线框内部为abc坐标系PCI控制器，m_a、m_b、m_c分别对应abc坐标系PCI控制器中积分环节的输出向量信号。由于PCI控制基于复数域，故关键问题在于实现复数j，即幅值不变相位移90°。从图3可以看出三相abc坐标系下m_a、m_b和m_c之间的向量关系，其中变量m_a相移90°可由变量m_b和变量m_c两者相减获得，但幅值增大倍。

要想实现模糊PCI控制器参数的实时在线调整，模糊规则的合理与否十分关键，本发明方法在制定模糊规则时主要是根据K_p和K_i在模糊PCI控制器中所起作用来制定的。则步骤402具体为：

交流误差信号e和交流误差信号变化率e_c归一化分别得到交流误差归一化量E和交流误差变化率归一化量EC，根据预设的模糊规则得到E和EC的隶属度；

采用Mamdani模糊推理方法，根据预设的模糊规则进行模糊推理，根据E和EC的隶属度得到模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki及其对应的隶属度；

进行解模糊，根据模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki及其对应的隶属度得到比例增益变化量ΔK_p和积分增益变化量ΔK_i，达到控制目的。

模糊比例输出量kp和模糊积分输出量ki的模糊控制规则如下表1：

其中，PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB分别代表正大、正中、正小、零、负小、负中、负大。

在本发明提出的整个过程中，主要是针对一LC型三相并网逆变器系统进行实际的仿真验证，以此来说明本发明的正确性和可行性。具体的仿真参数为：直流电压源电压700V，电网电压有效值311V，电网电压频率50Hz，PWM开关频率10KHz，滤波电感3.52mH，滤波电容20μF，电网电路等效电阻0.25Ω。a相参考电流30sin(100πt)A，b相参考电流30sin(100πt-2π/3)A，c相参考电流30sin(100πt+2π/3)A。PCI控制器参数K′_p＝0.5，K_i′＝25；PR控制器参数K_p1＝0.5，K_r＝1。

图4显示了被控对象LC型滤波器的数学模型结构框图，其中U_in和U_out分别为输入电压和输出电压，L为滤波电感，R为滤波电感等效电阻，C为滤波电容；图5显示了三相并网逆变器控制系统结构模型，其中i^*为电流参考信号，I_o为控制系统输出电流(实际并网电流)，U_i为滤波器输入信号，U_g为滤波器输入扰动信号，G(s)为新型复合控制器传递函数，Gp(s)为LC滤波器传递函数(被控对象传函)，KPWM为PWM等效增益，一般取值为直流侧电压值的一半。其中被控对象LC型滤波电路的传递函数为

式中ω_n——系统自然频率，ξ——阻尼比，

PCI控制器的数学模型为

式中K_p为比例系数，K_i为积分系数，ω₀为给定交流频率，且ω₀＝314rad/s。

PR控制器的数学模型为

式中：K_p1为比例系数；K_r为谐振参数；ω₀为谐振频率，ω₀＝314rad/s。

由图4求得被控对象传函，同时结合PCI控制器的数学模型，分析图5可求得PCI控制的传递函数为

进一步求得PCI控制的闭环幅频特性为

依据已有计算方法，本发明选取系统带宽f_b＝650Hz，即ω_b＝4082rad/s。由系统带宽定义，取初步计算单一PCI控制时的比例系数和积分系数。

由图4求得被控对象传函，同时结合PR控制器的数学模型，分析图5可求得PR控制的传递函数为

首先对以上4阶系统进行降阶处理，然后利用极点配置法，得到

将LC滤波参数值考虑在内，初步计算PR控制器的比例系数和谐振参数。

表2

图6显示了a相入网电流和并网电网电压。图7以及表2显示不同控制方法对应的并网电流谐波畸变率(THD)。图6表明模糊PCI和PR并联复合的控制策略有较好的跟随性，并网电流与并网电压几乎同相，基本实现单位功率因数并网要求。图7以及表2表明在相同条件下，单一PCI控制对应的THD值为3.62％，单一PR控制对应的THD值为3.35％，模糊PCI控制对应的THD值为2.75％，模糊PCI和PR并联复合控制对应的THD值为2.02％，后者的电流质量明显优于前三种，表明本发明提出的新型复合控制方法的控制效果最优。