三路正向电压输出单级无桥CukPFC变换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器及其控制方法，适用于低压小功率场合，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，大量的电力电子产品得到应用，电力系统的谐波污染问题便受到广泛关注。功率因数校正变换器作为一种将交流电转变为直流电的电力电子变换装置，在实现单位功率因数的同时实现电压的调节变换，在不间断电源系统、电子仪器仪表、各类工业控制设备、LED照明等诸多领域起着关键作用。传统的Boost PFC由于Boost电路的固有特性，只能实现升压变换，要得到低压输出则需要级联DC-DC变换器实现降压调节，效率低、成本高。若采用Buck PFC单级实现，需解决输入电压低于输出电压而产生的死区问题，且Buck PFC输入电流不连续，影响功率因数的提高。Cuk PFC与其他拓扑结构相比较，存在如下优点：因其存在输入输出电感，使输入输出电流均连续、THD小，减小了滤波器体积，开机及过载时可抑制浪涌电流，较低的EMI影响等等。而传统的整流桥+Cuk PFC变换器，前端整流桥的导通损耗在很大程度上降低了变换器的效率，尤其是在低压输入时。想要提高变换器的效率，减少导通损耗，电流流通路径中的功率器件数目必须减少。由此，消除前端二极管整流桥是提高整机效率的首要环节。同时在各类电子仪器仪表以及工控设备中，往往需要多电压等级输出，传统的做法是前级PFC变换器级联多个DC-DC变换器的两级变换，这种方式效率低、成本高。直接由PFC单级实现多路输出的研究尚不多见，为此，研究具备高效率、高功率因数、多路输出的单级无桥功率因数校正变换器具有重要意义。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器及其控制方法，以克服现有技术中存在的缺陷。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器，包括：电网电压Vac、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3，第一电容C1、第二电容C2、第三电容Co1、第四电容Co2、第五电容Co3，第一开关管Qm1、第二开关管Qm2、第三开关管Qs1、第四开关管Qs2、第五开关管Qs3，第一二极管Dm1、第二二极管Dm2、第三二极管Ds1、第四二极管Ds2、第五二极管Ds3；所述第一电感L1的一端接入交流电网电压Vac的一端，所述第一电感L1的另一端分别与所述第一开关管Qm1的源极以及所述第一电容C1的一端连接；所述电网电压Vac的另一端与所述第二开关管Qm2的源极以及第二电容C2的一端连接；所述第一电容C1的另一端分别与所述第一二极管Dm1的阴极以及第二电感L2的一端连接；所述第二电容C2的另一端分别与所述第二二极管Dm2的阴极以及所述第三电感L3的一端连接；所述第二电感L2的另一端分别与所述第三电感L3的另一端、所述第三开关管Qs1的漏极、所述第四开关管Qs2的漏极以及所述第五开关管Qs3的漏极连接；所述第三开关管Qs1的源极与所述第三二极管Ds1的阳极连接；所述第四开关管Qs2的源极与所述第四二极管Ds2的阳极连接；所述第五开关管Qs3的源极与所述第五二极管Ds3的阳极连接；所述第三二极管Ds1的阴极分别与所述电容Co1的一端以及第一负载R1的一端连接；所述第四二极管Ds2的阴极分别与所述第四电容Co2的一端以及第二负载R2的一端连接；所述第五二极管Ds3的阴极分别与所述第五电容Co3的一端以及第三负载R3的一端连接；所述第一开关管Qm1的漏极、所述第二开关管Qm2的漏极、所述第一二极管Dm1的阳极、所述第二二极管Dm2的阳极、所述第三电容Co1的另一端、所述第四电容Co2的另一端、所述第五电容Co3的另一端、所述第一负载R1的另一端、所述第二负载R2的另一端、所述第三负载R3的另一端连接，并接地；所述第一开关管Qm1至所述第五开关管Qs3的栅极分别对应连接控制信号。

进一步的，还提供一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器的控制方法，所述第一开关管Qm1以及所述第二开关管Qm2为电网电压正负半周控制管，所述第三开关管Qs1、所述第四开关管Qs2以及所述第五开关管Qs3为分时复用控制管；当变换器工作于DCM模式时，所述交流电网电压Vac各路输出电压分别与各路对应的预设参考电压进行比较后得到误差电压，分别经PI调节后，再分别与锯齿波信号Vsaw进行调制，产生对应的脉冲信号C1、C2以及C3，并作为所述第一开关管Qm1或第二开关管Qm2的驱动信号；还提供一CLK信号，该CLK信号经三分频后产生三分之一开关频率的分频信号作为所述第三开关管Qs1的驱动信号Vs1，再分别延迟三分之一、三分之二开关频率后产生的分频信号分别对应作为所述第四开关管Qs2、所述第五开关管Qs3的驱动信号Vs2、Vs3；同时驱动信号Vs1、Vs2、Vs3作为一信号选择器的输入，并确定一开关周期内，所述第一开关管Qm1以及所述第二开关管Qm2的PWM脉冲信号C1、C2或C3；所述信号选择器的输出再经电网正负半周判断后，输出对应的占空比信号至所述第一开关管Qm1或所述第二开关管Qm2。

进一步的，在本发明一实施例中，包括如下工作模态：

第一电网电压正半周工作模态：所述第二开关管Qm2以及所述第一开关管Qm1的体二极管导通，所述第一二极管Dm1、所述第二二极管Dm2截止，所述第一电感L1电流线性增加，所述第二电容C2向所述第三电感L3放电，所述第三电感L3电流线性增加；

第二电网电压正半周工作模态：所述第二开关管Qm2关断，所述第一开关管Qm1的体二极管导通，所述第一二极管Dm1截止，所述第二二极管Dm2开始导通，所述第一电感电感L1电流线性减小，所述第二电容C2充电，所述第三电感L3电流线性减小；

第三电网电压正半周工作模态：此模态开始于所述第二二极管Dm2关断时刻；在此模态中，所述第二开关管Qm2截止，所述第一开关管Qm1的体二极管导通，所述第一二极管Dm1截止，所述第一电感L1和所述第三电感L3相当于电流源，其两端稳态电压均为零；所述第二电容C2充电，所述第三电容Co1至所述第五电容Co3分向对应负载放电；

第一电网电压负半周工作模态：所述第一开关管Qm1以及所述第二开关管Qm2的体二极管导通，所述第一二极管Dm1、所述第二二极管Dm2截止，所述第一电感L1电流线性增加，所述第一电容C1向所述第二电感L2放电，所述第二电感L2电流线性增加；

第二电网电压负半周工作模态：所述第一开关管Qm1关断，所述第二开关管Qm2的体二极管导通，所述第二二极管Dm2截止，所述第一二极管Dm1开始导通，所述第一电感L1电流线性减小，所述第一电容C1充电，所述第二电感L2电流线性减小；

第三电网电压负半周工作模态：此模态开始于所述第一二极管Dm1关断时刻；在此模态中，所述第一开关管Qm1截止，所述第二Qm2的体二极管导通，所述第二二极管Dm2截止，所述第一电感L1和所述第二电感L2相当于电流源，其两端稳态电压均为零；所述第一电容C1充电，所述第三电容Co1至所述第五电容Co3分向对应负载放电。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明提供的一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器及其控制方法，完全消除了二极管整流桥，仅采用单个输入电感，电感利用率高，通态损耗低。相比于传统Cuk PFC变换器，该变换器可实现正向电压输出，解决了Cuk拓扑的反向电压输出问题。同时通过分时复用控制方法实现单级非隔离式三路电压输出。该变换器工作于DCM模式下，可使输入电流自然跟踪输入电压，实现单位功率因数，同时可确保主开关管的零电流开通与主二极管的零电流关断，有效解决了主二极管的反向恢复问题，提高了变换器效率。

附图说明

图1为传统Cuk PFC电路结构框图。

图2 为本发明所提出的三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器。

图3 为图2的电网电压正半周等效电路。

图4 为图3的电网电压正半周时第一工作模态示意图。

图5 为图3的电网电压正半周时第二工作模态示意图。

图6 为图3的电网电压正半周时第三工作模态示意图。

图7 为图2的电网电压负半周等效电路。

图8 为图7的电网电压负半周时第一工作模态示意图。

图9 为图7的电网电压负半周时第二工作模态示意图。

图10 为图7的电网电压负半周时第三工作模态示意图。

图11 为本发明一实施例中变换器分时复用控制框图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

传统的Cuk DC-DC变换器输出电压为负值，若将两个对称工作的Cuk DC-DC变换器组合成为单级PFC电路，其输出电压也为负值，这便需要一个反向电路将输出电压反向后才能接入反馈控制回路，增加了电路的复杂程度，具体结构如图1所示。

本发明提供一种三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器，如图2所示，将常规的Cuk DC-DC变换器中的MOS管与输出二极管极性对掉，再将两个对称工作的电路组合得到，可实现正向电压输出，省去反向电路，从而节省了电路成本。同时通过分时复用控制方法实现单级非隔离式三路电压输出。该变换器工作于DCM模式下，可使输入电流自然跟踪输入电压，实现单位功率因数，同时可确保主开关管的零电流开通与主二极管的零电流关断，有效解决了主二极管的反向恢复问题，提高了变换器效率。

如图2所示，该三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器，包括电网电压Vac，电感L1、L2、L3，电容C1、C2、Co1、Co2、Co3，开关管Qm1、Qm2、Qs1、Qs2、Qs3，二极管Dm1、Dm2、Ds1、Ds2、Ds3；交流电网电压Vac的一端经电感L1与开关管Qm1的源极、电容C1的一端连接，电网电压Vac的另一端与开关管Qm2的源极、电容C2的一端连接，所述电容C1的另一端与二极管Dm1的阴极、电感L2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管Dm2的阴极、电感L3的一端连接，所述电感L2的另一端与所述电感L3的另一端、开关管Qs1的漏极、开关管Qs2的漏极、开关管Qs3的漏极连接，所述开关管Qs1与二极管Ds1的阳极连接，所述开关管Qs2与二极管Ds2的阳极连接，所述开关管Qs3与二极管Ds3的阳极连接，所述二极管Ds1的阴极与电容Co1的一端、负载R1的一端连接，所述二极管Ds2的阴极与电容Co2的一端、负载R2的一端连接，所述二极管Ds3的阴极与电容Co3的一端、负载R3的一端连接，所述开关管Qm1的漏极与所述开关管Qm2的漏极、所述二极管Dm1的阳极、所述二极管Dm2的阳极、所述电容Co1的另一端、所述电容Co2的另一端、所述电容Co3的另一端、所述负载R1的另一端、所述负载R2的另一端、所述负载R3的另一端连接，并接地。所述开关管Qm1、Qm2、Qs1、Qs2、Qs3的栅极连接控制信号。

为让本领域技术人员进一步了解本发明所提出的三路正向电压输出单级无桥Cuk PFC变换器的工作原理，下面结合该变换器的控制方法进行说明。

工作方式如图3-10所示，主开关管Qm1、Qm2为电网电压正负半周控制管，开关管Qs1、Qs2、Qs3为分时复用控制管。为了简洁起见，各等效电路均只画出一路输出。电网电压正半周时等效电路如图3所示，图4-6所示为电网电压正半周时的工作模态。电网电压负半周时等效电路如图7所示，图8-10所示为电网电压负半周时的工作模态。

电网电压正半周工作模态1：Qm2以及Qm1的体二极管导通，二极管Dm1、Dm2截止，输入电感L1电流线性增加，中间电容C2向电感L3放电。电感L3电流线性增加。

电网电压正半周工作模态2：开关管Qm2关断，Qm1的体二极管导通，二极管Dm1截止，二极管Dm2开始导通，输入电感L1电流线性减小，中间电容C2充电。电感L3电流线性减小。

电网电压正半周工作模态3：此模态开始于二极管Dm2关断时刻。在此模态中，开关管Qm2截止，Qm1的体二极管导通，二极管Dm1截止，电感L1和L3相当于电流源，其两端稳态电压均为零。电容C2充电，输出电容向负载放电。

电网电压负半周工作模态1：Qm1以及Qm2的体二极管导通，二极管Dm1、Dm2截止，输入电感L1电流线性增加，中间电容C1向电感L2放电。电感L2电流线性增加。

电网电压负半周工作模态2：开关管Qm1关断，Qm2的体二极管导通，二极管Dm2截止，二极管Dm1开始导通，输入电感L1电流线性减小，中间电容C1充电。电感L2电流线性减小。

电网电压负半周工作模态3：此模态开始于二极管Dm1关断时刻。在此模态中，开关管Qm1截止，Qm2的体二极管导通，二极管Dm2截止，电感L1和L2相当于电流源，其两端稳态电压均为零。电容C1充电，输出电容向负载放电。

当变换器工作于DCM模式时，引入分时复用控制方法，便可实现三路输出电压的独立控制，且各输出支路不存在交叉影响。分时复用控制框图如图11所示。具体原理分析如下：各路输出电压分别与其对应的参考电压进行比较后得到误差电压，再经PI调节后分别与锯齿波信号Vsaw进行调制，产生各自的脉冲信号C1、C2、C3作为主开关管Qm1或Qm2的驱动信号。CLK信号经三分频后产生三分之一开关频率的分频信号作为第一路开关管Qs1的驱动信号Vs1，再分别延迟三分之一、三分之二开关频率后产生的分频信号分别作为第二路开关管Qs2、第三路开关管Qs3的驱动信号Vs2、Vs3，同时Vs1、Vs2、Vs3作为信号选择器的输入来确定一个开关周期内主开关管的PWM脉冲信号C1、C2或C3。信号选择器的输出再经电网正负半周判断后输出相应的占空比信号给开关管Qm1或Qm2。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。