动车组用单相逆变器的制作方法

本发明属于电源转换技术领域，涉及一种逆变器，具体地说，涉及一种能够将DC110V直流电转变为AC220V交流电的单相逆变器，适用于动车组。

背景技术：

逆变器是把直流电能转变成交流电能的变换器，由逆变桥、控制系统和滤波电路组成。现有动车组用单相逆变器，其工作原理是将直流输入电压DC110V直接通过全桥逆变，再经过一个工频变压器实现升压及电器隔离作用，使逆变器交流输出电压为AC220V。这种方式的电源拓扑结构，由于使用了工频变压器，使得逆变器的体积大、重量沉，且价格比较昂贵，成本高。

技术实现要素：

本发明针对现有动车组用单相逆变器存在的体积大、成本高等上述问题，提供了一种体积小、重量轻、成本低的动车组用单相逆变器。

为了达到上述目的，本发明提供了一种动车组用单相逆变器，包括依次连接的预充电单元、DC/DC升压单元和逆变单元，所述预充电单元的输入端连接DC110V电压输入；所述DC/DC升压单元包括依次连接的移相全桥软开关电路、变压器T1和整流滤波电路，所述移相全桥软开关电路包括并联连接的第一IGBT模块Q01和第二IGBT模块Q2；第一IGBT模块包括串联连接的第一IGBT和第二IGBT，以及并联于第一IGBT的二极管和并联于第二IGBT的二极管；第二IGBT模块包括串联连接的第三IGBT和第四IGBT，以及并联于第三IGBT的二极管和并联于第四IGBT的二极管；变压器T1的原边一端连接于第一IGBT和第二IGBT之间，另一端连接于第三IGBT和第四IGBT之间；每个IGBT并联连接有一电容器，变压器T1的原边等效电感与第一电容器C31、第二电容器C32、第三电容器C33、第四电容器C34组成谐振电路，用于控制IGBT的零电压开通与关断。

优选的，所述整流滤波电路包括与变压器T1副边连接的整流电路和与整流单元连接滤波电路，所述整流电路和滤波电路之间并联连接有由吸收电阻R03和吸收电容C13组成的吸收电路。

优选的，所述整流电路为全桥整流电路，包括并联连接的第一二极管电路D14和第二二极管电路D15，第一二极管电路由第一二极管和第二二极管串联组成，第二二极管电路由第三二极管和第四二极管串联组成，变压器T1的副边一端连接于第一二极管和第二二极管之间，另一端连接于第三二极管和第四二极管之间；所述滤波电路包括由滤波电感L04和滤波电容C14组成的LC滤波器，所述滤波电容C14并联连接有功率电阻R04，所述功率电阻R04并联连接吸收电容C19。

进一步的，所述预充电单元与所述DC/DC升压单元之间设有由电抗器L01与支撑电容C04串联组成的输入滤波器；所述电抗器L01与支撑电容C04之间串联有防反二极管D01；所述支撑电容C04并联有功率电阻R02，用于泄放支撑电容C04的电荷；所述功率电阻R02并联有薄膜电容C10，用于吸收直流母线中产生的电压尖峰。

进一步的，所述预充电单元的输入端与DC110V电压输入之间连接有差模共模滤波电路，用于对DC110V输入电压进行差模共模滤波。

优选的，所述差模共模滤波电路由环绕于DC110V直流母线上的磁环L02以及三个滤波电容组成，其中，第一滤波电容C01与由第二滤波电容C02与第三滤波电容C03串联组成的串联电路依次并联连接，第二滤波电容C02与第三滤波电容C03之间接地。

进一步的，所述预充电单元的输入端连接有用于检测预充电单元的输入电压的第一电压传感器TV1和用于检测输入电流的电流传感器TA1，所述预充电单元的输出端连接有用于检测预充电单元的输出电压第二电压传感器TV2。

优选的，所述预充电单元包括主接触器KM101、预充电接触器KM102和预充电电阻R01，预充电接触器KM102与预充电电阻R01串联后，与主接触器KM101并联。

优选的，所述逆变单元包括与DC/DC升压单元连接的逆变电路和与逆变电路连接滤波电路，所述逆变电路包括并联连接的第三IGBT模块和第四IGBT模块，第三IGBT模块串联连接的第五IGBT和第六IGBT，第四IGBT模块包括串联连接的第七IGBT和第八IGBT，每个IGBT并联有一二极管；所述滤波电路为由滤波电感L05、滤波电容C22和滤波电容C23组成的LC低通滤波器，滤波电感L05的一端连接于第五IGBT和第六IGBT之间，另一端连接于第七IGBT和第八IGBT之间。

进一步的，所述滤波电路的输出端连接有用于检测输出电压的第三电压传感器TV3和用于检测输出电流的第二电流传感器TA2；在逆变单元输出的零线N220V与接地线PE之间连接有并联的电阻R05和电阻R06，所述电阻R05和电阻R06为0Ω电阻，用于将零线与地线PE短接。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

(1)本发明DC/DC升压单元采用由IGBT组成的移相全桥软开关电路和变压器T1进行升压，变压器T1的原边等效电感与第一电容器C31、第二电容器C32、第三电容器C33、第四电容器C34组成谐振电路，当移相全桥软开关电路工作时，由于电感电容的谐振作用，使IGBT实现零电压开通和关断，即软开关工作状态，因此能够大大降低IGBT的开关损耗，提高电源的效率。由于移相全桥IGBT的开关频率为20kHz，因此，变压器T1为高频变压器，体积相对于工频变压器要小很多，相对于现有的带有工频变压器的逆变器，本发明所提供的单相逆变器体积小、重量轻、成本低廉。

(2)本发明逆变单元采用由IGBT组成的全桥逆变电路，为单极性倍频SPWM调制，IGBT的开关频率为5kHz，而反应到由滤波电感L05、滤波电容C22和滤波电容C23组成的LC低通滤波器的电压脉动频率为10kHz，较低的IGBT开关频率能够降低IGBT的开关损耗，倍频后，LC低通滤波器的电感值和电容值能够相应的降低，尤其是减小了滤波电感L05的体积和重量，降低了输出波形的THD，进一步减小了本发明单相逆变器的体积和重量，使成本更加低廉。

(3)本发明采用先升压后逆变的控制策略，前级采用移相全桥拓扑，通过高频变压器T1将直流输入电压DC110V升压至DC340V，后级采用全桥逆变拓扑，经过全桥逆变得到AC220V输出，这种控制策略使本发明所述单相逆变器具有体积小、重量轻及成本低的特点。

附图说明

图1为本发明一实施例的结构框图。

图2为本发明一实施例中DC/DC升压单元的电路原理图。

图3为本发明一实施例中IGBT开通时序图。

图4为本发明一实施例中逆变单元的电路原理图。

图5为本发明一实施例中逆变电源单极性倍频控制原理图。

图6为本发明一实施例中输入滤波器和预充电单元的电路原理图。

图7为本发明一实施例中差模共模滤波电路的电路原理图。

图8为本发明一实施例的电路原理图。

具体实施方式

下面，通过示例性的实施方式对本发明进行具体描述。然而应当理解，在没有进一步叙述的情况下，一个实施方式中的元件、结构和特征也可以有益地结合到其他实施方式中。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”、“第五”“第六”“第七”“第八”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

参见图1，在本发明的一个实施例中，提供了一种动车组用单相逆变器，包括依次连接DC/DC升压单元和逆变单元，所述DC/DC升压单元的输入端连接DC110V电压输入。DC/DC升压单元将DC110V的输入电压升压至DC340V传输至逆变单元，由逆变单元将升压后的DC340V电压逆变为AC220V电压输出。

为了实现将输入电压DC110V升压至DC340V，参见图2，所述DC/DC升压单元包括依次连接的移相全桥软开关电路、变压器T1和整流滤波电路，所述移相全桥软开关电路包括并联连接的第一IGBT模块Q01和第二IGBT模块Q2；第一IGBT模块包括串联连接的第一IGBT和第二IGBT，第二IGBT模块包括串联连接的第三IGBT和第四IGBT，；变压器T1的原边一端连接于第一IGBT和第二IGBT之间，另一端连接于第三IGBT和第四IGBT之间；每个IGBT并联连接有一电容器，变压器T1的原边等效电感与第一电容器C31、第二电容器C32、第三电容器C33、第四电容器C34组成谐振电路，用于控制IGBT的零电压开通与关断。当DC/DC升压单元正常工作时，由于变压器T1原边等效电感和第一电容器C31、第二电容器C32、第三电容器C33、第四电容器C34四个电容器的谐振作用，使得IGBT实现零电压开通于关断，也就是所谓的软开关工作状态，因此，能够大大降低IGBT的开关损耗，提高电源的效率。

由于移相全桥软开关电路为四个IGBT形成的全桥IGBT开关电路，为了方便描述全桥软开关的工作原理，参见图2，定义第一IGBT Q01A和第二IGBT Q01B为超前桥臂，第三IGBT Q02A和第四IGBT Q02B为滞后桥臂，IGBT开通时序图参见图3。

在t0时刻之前，第一IGBT Q01A和第四IGBT Q02B同时导通，在t0时刻先关断第一IGBT Q01A，原电流从第一IGBT Q01A转移到第一电容器C31和第三电容器C33支路上，第一电容器C31开始充电，第三电容器C33开始放电，由于有第一电容器C31和第三电容器C33，第一IGBT Q01A是零电压关断。在变压器T1的原边等效电感的作用下，第一电容器C31上的电压线性升高，第三电容器C33上的电压线性降低，在t1时刻第三电容器C33上的电压下降到0，二极管D01B自然导通，此时开通第二IGBT Q01B，第二IGBT Q01B是零电压开通。同样当第二IGBT Q01B关断、第一IGBT Q01A开通时，其工作原理完全类似。

对于滞后桥臂，在t2时刻，由于第二电容器C32和第四电容器C34的作用，关闭第四IGBT Q02B时，第四IGBT Q02B两端的电压为0，实现了第四IGBT Q02B的零电压关断。由于变压器T1原边等效电感的作用，第四电容器C34开始充电而第二电容器C32开始放电，在t3时刻第二电容器C32上的电压下降为0，二极管D02A自然导通，此时开通第三IGBT Q02A，则第三IGBT Q02A实现0电压开通。同样当第三IGBT Q02A关断、第四IGBT Q02B开通时，其工作原理完全类似。

全桥IGBT的开关频率为20kHz，因此，用于升压的变压器T1为高频变压器，体积相对于现有逆变器采用的工频变压器要小很多，使得本发明实施例所述的单相逆变器具有体积小、重量轻、成本低廉的特点。

由于每个开关管的开关特性和驱动波形不可能完全相同，因此每个周期中加载在变压器原边的伏秒数会不平衡，发生偏磁现象，导致变压器磁饱和。防止变压器T1偏磁，参见图2，在本发明一优选实施例中，变压器T1的原边与第二IGBT模块Q2之间连接有隔直电容C35，在变压器T1原边串联隔直电容C35后，与不平衡的伏秒数成正比的直流偏压将被此电容滤掉，使变压器原边得到平衡的伏秒值。

参见图2，在本发明优选一实施例中，所述整流滤波电路包括与变压器T1副边连接的整流电路和与整流单元连接滤波电路。在本发明一优选实施例中，所述整流电路为全桥整流电路，包括并联连接的第一二极管电路D14和第二二极管电路D15，第一二极管电路由第一二极管和第二二极管串联组成，第二二极管电路由第三二极管和第四二极管串联组成，变压器T1的副边一端连接于第一二极管和第二二极管之间，另一端连接于第三二极管和第四二极管之间；所述滤波电路包括由滤波电感L04和滤波电容C14组成的LC滤波器，所述滤波电容C14并联连接有功率电阻R04，所述功率电阻R04并联连接吸收电容C19。

为了将DC/DC升压单元升压后的DC340V电压逆变为AC220V电压，参见图4，在本发明优选一实施例中，所述逆变单元包括与DC/DC升压单元连接的逆变电路和与逆变电路连接滤波电路，所述逆变电路包括并联连接的第三IGBT模块和第四IGBT模块，第三IGBT模块串联连接的第五IGBT和第六IGBT，第四IGBT模块包括串联连接的第七IGBT和第八IGBT，每个IGBT并联有一二极管；所述滤波电路为由滤波电感L05、滤波电容C22和滤波电容C23组成的LC低通滤波器，滤波电感L05的一端连接于第五IGBT和第六IGBT之间，另一端连接于第七IGBT和第八IGBT之间。

逆变单元采用由IGBT组成的全桥逆变电路，为单极性倍频SPWM调制，开关频率为5kHz，而反映到由滤波电感L05、滤波电容C22和滤波电容C23组成的LC低通滤波器的电压脉动频率为10kHz。参见图5，逆变单元单极性倍频SPWM调制原理为：在一个开关周期内，在t1-t2以及t3-t4时间内，第五IGBT Q03A和第八IGBT Q04B同时导通两次，使得加在由滤波电感L05、滤波电容C22和滤波电容C23组成的LC低通滤波器的电压波形的频率为IGBT开关频率的两倍。

参见图4，在本发明另一优选实施例中，所述滤波电路的输出端连接有用于检测输出电压的第三电压传感器TV3和用于检测输出电流的第二电流传感器TA2。其中：电压传感器TV3检测逆变器输出电压，反馈给控制系统，通过电压控制环路控制逆变器输出电压为AC220V。电流传感器TA12检测输出电流，当逆变器出现过载输出或者出现输出短路故障时，逆变器即重新启动或者关机，保护逆变器。

参见图4，在本发明又一优选实施例中，在逆变单元输出的零线N220V与接地线PE之间连接有并联的电阻R05和电阻R06，所述电阻R05和电阻R06为0Ω电阻，用于将逆变输出零线N220与地线PE短接。

为了减小后级DC/DC升压单元输入的电压纹波，同时防止后级DC/DC升压单元产生的高频谐波流窜到出入直流母线上，参见图6，在本发明另一实施例中，所述DC110V电压输入与所述DC/DC升压单元之间设有由电抗器L01与支撑电容C04串联组成的输入滤波器，通过输入滤波器对输入至DC/DC升压单元的电压进行滤波，抑制电压纹波的干扰。

参见图6，为了防止输入电压正负极接反时发生反向回路，破坏主电路器件，在本发明一优选实施例中，所述电抗器L01与支撑电容C04之间串联有防反二极管D01。

参见图6，当逆变器停止工作时，为了泄放掉支撑电容C04的电荷，在本发明另一优选实施例中，在所述支撑电容C04并联有功率电阻R02，用于泄放支撑电容C04的电荷。当逆变器停止工作时，支撑电容C04内存储有大量的电荷，需要通过功率电阻R02进行泄放，使支撑电容C04上的电压在5分钟之内下降到36V以下。功率电阻R02的阻值需要根据支撑电容C04的容值进行选取。

参见图6，为了吸收直流母线上产生的电压尖峰，保护DC/DC升压单元中的IGBT模块，在本发明又一优选实施例中，所述IGBT模块上直接并联有薄膜电容C10，薄膜电容C10的取值为0.47uF，由于薄膜电容C10是一款容值比较小的高压薄膜电容，采用薄膜电容C10吸收所述预充电单元中产生的电压尖峰。

由于支撑电容C04的容值比较大，在逆变电源未上电之前，支撑电容C04的两端电压为0V，上电时刻，输入DC110V直接加在C04两端，会形成很大的冲击电流，影响支撑电容C04的使用寿命。参见图6，为了减小支撑电容C04的冲击电流，增加支撑电容C04的使用寿命，在本发明一实施例中，所述DC110V电压输入与输入滤波器之间设有预充电单元。在本发明一优选实施例中，所述预充电单元包括主接触器KM101、预充电接触器KM102和预充电电阻R01，预充电接触器KM102与预充电电阻R01串联后，与主接触器KM101并联。上电时刻，DC110V电压通过预充电电阻R01限流，使支撑电容C04上的电压缓慢上升，保护支撑电容C04，当支撑电容C04上的电压接近输入电压时，再闭合主接触器KM101，关闭预充电控制器KM102。

参见图6，在本发明一实施例中，所述预充电单元的输入端连接有用于检测预充电单元的输入电压的第一电压传感器TV1和用于检测输入电流的电流传感器TA1，所述预充电单元的输出端连接有用于检测预充电单元的输出电压第二电压传感器TV2。当预充电接触器KM102前侧的第一电压传感器TV1检测的输入电压为正常工作电压时，闭合预充电接触器KM102，通过预充电电阻R01给输入支撑电容C04进行预充电。经过数秒后，第二电压传感器TV2的检测电压值接近输入电压DC110V,此时预充电结束，闭合主接触器KM101。

参见图7，为了抑制输入电压的电磁干扰，在本发明又一实施例中，所述预充电单元的输入端与DC110V电压输入之间连接有差模共模滤波电路，用于对DC110V输入电压进行差模共模滤波。参见图7，在本发明一优选实施例中，所述差模共模滤波电路由环绕于DC110V直流母线上的磁环L02以及三个滤波电容组成，其中，第一滤波电容C01与由第二滤波电容C02与第三滤波电容C03串联组成的串联电路依次并联连接，第二滤波电容C02与第三滤波电容C03之间接地。

在本发明一最优实施例中，参见图8，本实施例中所提供的一种动车组用单相逆变器，包括上述所有实施例所述的所有技术特征。

上述实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。