动车组用高频单相逆变器的制作方法

本发明属于逆变器领域，尤其涉及一种动车组用的高频单相逆变器。

背景技术：

目前，传统的动车组单相逆变器，一般为先通过DC/AC进行逆变，然后再进行AC/AC升压，其输入电压为蓄电池DC 110V，最终输出电压为单相AC 220V，为车上交流负载提供电源，其工作原理为首先经过逆变器，把DC 110V电压逆为交流AC 50V左右，然后经过工频变压器升压至AC220V，但是该方案存在以下缺点：(1)体积较大，由于这种方案其升压环节是采用工频变压器，变压器及滤波电感器体积较大，造成整机体积偏大，这对于空间紧凑的动车组来说是非常不利的；(2)重量较大，在电源产品中，变压器、电感重量及体积与工作频率成反向关系，上述变压器工作在工频50Hz,变压器较为笨重，造成整机重量较大；(3)成本较高，由于电磁元件变压器、电感体积较大，会使整机成本上升。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本发明提供了一种动车组用高频单相逆变器，该动车组用高频单相逆变器，缩小了逆变器的体积和重量，并且节约了成本。

为了达到上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种动车组用高频单相逆变器，包括连接有直流蓄电池的输入电路，输入电路的输出端连接有可将直流电压升压至300V的交错BOOST升压电路，交错BOOST升压电路的输出端连接有可将300V直流电压转换为350V直流电压的移相全桥电路，移相全桥电路的输出端连接有可将直流350V电压转换为单相220V交流电压的单相逆变电路，输入电路、交错BOOST升压电路、移相全桥电路和单相逆变电路集成设置。

作为本发明的进一步优化，输入电路包括连接于输入侧的输入滤波器EMI，串联于输入滤波器EMI的接触器KM1，以及并联于接触器KM1的预充电电阻R101。

作为本发明的进一步优化，交错BOOST升压电路连接于接触器KM1输出端，交错BOOST升压电路包括串联于接触器KM1输出端的升压电感L101和升压电感L102，其中升压电感L101的输出端串联有电流互感器TA101，电流互感器TA101的输入端串联有MOS管Q101，电流互感器TA101的输出端连接有TI的芯片UCC28070，芯片UCC28070连接有MOS管Q101；升压电感L102的输出端串联有电流互感器TA102，电流互感器TA102的输入端串联有MOS管Q102，电流互感器TA102的输出端连接芯片UCC28070，芯片UCC28070连接MOS管Q102；从电流互感器TA101和电流互感器TA102中输入至芯片UCC28070的两相电流与芯片UCC28070中预设三角波信号比较，以输出两路脉宽相同的PWM信号。

作为本发明的进一步优化，交错BOOST升压电路的输入端并联有支撑电容C101，交错BOOST升压电路的输入端并联有支撑电容C102。

作为本发明的进一步优化，移相全桥电路包括并联设置的两个功率管桥臂，分别为第一功率管桥臂和第二功率管桥臂，第一功率管桥臂和第二功率管桥臂的输入端连接于交错BOOST升压电路的输出端，第一功率管桥臂和第二功率管桥臂的输出端连接有谐振电感T1，其中第一功率管桥臂包括串联的MOS管Q103和MOS管Q104，MOS管Q103连接有TI的UCC2895芯片TI的UCC2895的PWM输出端通过光耦分别与MOS管Q103与MOS管Q104相连，MOS管Q103和MOS管Q104呈180度互补导通；第二功率管桥臂包括串联的MOS管Q105和MOS管Q106，MOS管Q105连接TI的UCC2895芯片，TI的UCC2895的PWM输出端通过光耦分别与MOS管Q105与MOS管Q106相连，MOS管Q105和MOS管Q106呈互补导通。

作为本发明的进一步优化，单相逆变电路包括连接移相全桥电路输出端的IPM功率模块，IPM功率模块的两个输出端均串联有电感L105，电感L105的输出端并联有电容C108和电容C109，IPM功率模块电连有DSP控制器，DSP控制器的控制端连接有信号隔离电路，信号隔离电路连接IPM功率模块，以控制IPM功率模块。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：

1、本发明中动车组用高频单相逆变器，其通过输入电路、交错BOOST升压电路、移相全桥电路和单相逆变电路的集成设置，使单相逆变器重量由之前的50kg左右下降到现在的35kg，成本较之前降低30％，工作效率由之前的85％增加至接近90％，同时，由于箱体中电磁元件体积较小，能够较方便进行设备维护，即更加具有实用性；

2、本发明中动车组用高频单相逆变器，其通过UCC28070芯片由交流输入，直流输出在PFC电路上的应用，应用于交错BOOST升压电路中，使UCC28070芯片在PFC电路上的优势发挥在DC/DC变换电路中，因本发明为同一芯片控制两路交错输出，避免了用多个芯片控制时，造成的两路不平衡及散热不均的问题，使得控制电路集成度更高，通过使用UCC28070芯片在DC/DC交错BOOST电路上，最大限度的提高电源的效率，降低了损耗，使功率器件的发热更加分散，散热也变得简单，同时，极大的降低了母线大电解电容上面的纹波，从而还可以减小母线电容的体积；

3、本发明通过将UCC28070芯片使用在DC/DC交错BOOST电路上，减小了噪声的干扰，同时减小了EMI滤波器件，节省了空间，实现高功率密度的提高，高效率，快速的动态响应，低成本；

4、本发明采用三种拓扑结构交错BOOST、移相全桥、逆变电路的集成设置，主电路设置在单独PCB板上，并且采用模拟控制与数字控制结合的方式，前两级电路采用模拟芯片控制、调节，第三级逆变电路采用软件控制方式，更方便的根据要求对输出参数进行修改及调整。

附图说明

图1为本发明动车组用高频单相逆变器的电路拓扑图；

图2为图1中交错BOOST升压电路的电路拓扑图；

图3为交错BOOST升压电路中两相电流平衡控制框图；

图4为图1中移相全桥电路的电路拓扑图；

图5为移相全桥电路的驱动波形图；

图6为单相逆变电路的电路拓扑图。

具体实施方式

下面，通过示例性的实施方式对本发明进行具体描述。然而应当理解，在没有进一步叙述的情况下，一个实施方式中的元件、结构和特征也可以有益地结合到其他实施方式中。

参见图1，是本发明动车组用高频单相逆变器的电路拓扑图。如图1所示，本发明的动车组用高频单相逆变器，包括连接有直流蓄电池的输入电路，输入电路的输出端连接有可将直流电压升压至300V的交错BOOST升压电路，交错BOOST升压电路的输出端连接有可将300V直流电压转换为350V直流电压的移相全桥电路，移相全桥电路的输出端连接有可将直流350V电压转换为单相220V交流电压的单相逆变电路，输入电路、交错BOOST升压电路、移相全桥电路和单相逆变电路集成设置。

进一步参见图1，本发明输入电路包括连接于输入侧的输入滤波器EMI，串联于输入滤波器EMI的接触器KM1，以及并联于接触器KM1的预充电电阻R101。

结合图2和图3，如图所示，本发明中交错BOOST升压电路连接于接触器KM1输出端，交错BOOST升压电路包括串联于接触器KM1输出端的升压电感L101和升压电感L102，其中升压电感L101的输出端串联有电流互感器TA101，电流互感器TA101的输入端串联有MOS管Q101，电流互感器TA101的输出端连接有TI的芯片UCC28070，芯片UCC28070连接有MOS管Q101；升压电感L102的输出端串联有电流互感器TA102，电流互感器TA102的输入端串联有MOS管Q102，电流互感器TA102的输出端连接芯片UCC28070，芯片UCC28070连接MOS管Q102；从电流互感器TA101和电流互感器TA102中输入至芯片UCC28070的两相电流信号与电压调节输出的误差信号进行比较输出，再与芯片UCC28070内部的预设三角波信号比较，以输出两路脉宽相同的PWM信号。

上述中，采用UCC28070芯片可实现两相平均电流的控制，如图3进一步解释，首先利用电流互感器检测两相电流，即电流互感器TA101和电流互感器TA102检测电流信号，并输入至UCC28070芯片中，UCC28070芯片中设置有两个并联比较器，分别连接于电流互感器TA101和电流互感器TA102的输出端，两路信号与电压环输出的误差信号进行比较、放大，再与预设的同一三角波信号相比较，最后得到PWM波信号，由于与两相电流信号比较的是同一个信号，保证了两路PWM脉宽相同，最终得到两路电流平衡。

本发明将芯片UCC28070用于DC-DC的交错BOOST电路中，这样由于是单独芯片控制两路交错输出，避免了用多个芯片控制时，造成的两路不平衡及散热不均的问题，使得控制电路集成度更高。

进一步，交错BOOST升压电路的输入端并联有支撑电容C101，交错BOOST升压电路的输入端并联有支撑电容C102。

参见图4和图5，如图所示，移相全桥电路包括并联设置的两个功率管桥臂，分别为第一功率管桥臂和第二功率管桥臂，第一功率管桥臂和第二功率管桥臂的输入端连接于交错BOOST升压电路的输出端，第一功率管桥臂和第二功率管桥臂的输出端连接有谐振电感T1，其中第一功率管桥臂包括串联的MOS管Q103和MOS管Q104，MOS管Q103连接有TI的UCC2895芯片TI的UCC2895的PWM输出端通过光耦分别与MOS管Q103与MOS管Q104相连，MOS管Q103和MOS管Q104呈180度互补导通；第二功率管桥臂包括串联的MOS管Q105和MOS管Q106，MOS管Q105连接TI的UCC2895芯片，TI的UCC2895的PWM输出端通过光耦分别与MOS管Q105与MOS管Q106相连，MOS管Q105和MOS管Q106呈互补导通。

上述中，移相全桥电路的输入电压为DC300V，输出电压为DC350V，控制芯片采用TI的UCC2895,并采用电压控制方式，控制开关频率为100kHz,移相全桥电路采用前后隔离方式，反馈回路采用光耦、TL431等器件，控制精度高，调节速度快。移相全桥电路中同一桥臂的2个功率管成180度互补导通，为了避免出现上下管直通现象，电路中设置有死区时间，每个功率管的导通时间固定，而两个桥臂功率管的导通角相差一定的相位，即移相角，通过调节移相角的大小，来控制占空比，从而调节输出电压，4路PWM驱动波形可如图5所示。图5中，MOS管Q103和MOS管Q104为一个桥臂的上下管的驱动波形，MOS管Q105和MOS管Q106为另一个桥臂上下管的驱动波形，两个桥臂间导通角有一定的相位差，此相位差能够控制最终输出的占空比,并随着移相角的变化，占空比在变化，最终调节输出电压的变化。

参见图6，是发明中单相逆变器的电路拓扑图。如图6所示，本发明的单相逆变电路包括连接移相全桥电路输出端的IPM功率模块，IPM功率模块的两个输出端均串联有电感L105，电感L105的输出端并联有电容C108和电容C109，IPM功率模块电连有DSP的控制器，DSP控制器的控制端连接有信号隔离电路，信号隔离电路连接IPM功率模块，以控制IPM功率模块。其中，IPM功率模块包括并联设置的多条MOS管支路，每条MOS管支路包括串联的两个MOS管，如图6所示，IPM功率模块包括三条并联的MOS管支路，其中第一条MOS管支路包括MOS管Q111和MOS管Q112，第二条MOS管支路包括MOS管Q107和MOS管Q108，第三条MOS管支路包括MOS管Q109和MOS管Q110，其中，第二条MOS管支路中在MOS管Q107和MOS管Q108之间外连其中一个电感L105，第三条MOS管支路中在MOS管Q109和MOS管Q110之间外连另一个电感L105，另外，第三条MOS管直流侧两端还并联有电容C107。

本发明中采用三种拓扑结构交错BOOST升压电路、移相全桥电路、单相逆变电路集成在一起的方式，并且采用模拟控制与数字控制结合的方式，前两级电路采用模拟芯片控制、调节，第三级逆变电路采用软件控制方式，这样可方便根据要求对输出参数进行修改及调整。