基于双调制波载波调制的三电平逆变器中点电位反馈控制方法与流程

本发明属于逆变器控制技术领域，具体涉及一种基于双调制波载波调制的三电平逆变器中点电位反馈控制策略。

背景技术：

多电平技术解决了功率器件直接串联的均压问题，具有du/dt小，波形质量高，开关频率低，效率高等优点，一直被广泛应用于中高压大容量变流系统中。在三种多电平逆变器拓扑中，与飞跨电容型和H桥级联型多电平逆变器相比，中点箝位型(Neutral-point-clamped，NPC)逆变器不需要众多飞跨电容和独立直流电压源，体积小，结构紧凑，便于实现，受到了广泛的欢迎。二极管箝位型三电平逆变器，又称三电平NPC逆变器，是二极管箝位型多电平逆变器的典型代表，其拓扑如附图1所示。三电平NPC逆变器不仅在中高压交流驱动、机车牵引、有源滤波、高压直流输电、风力发电等中高压领域中有着广泛的应用，随着技术的不断发展，已经成为低压领域的发展趋势。

但是，三电平NPC逆变器固有的中点电位平衡(Neutral-point potential balancing，NPPB)问题，极大的限制了其应用。

就目前的已提出解决方法来看，根据中点电位的控制效果可以将其分为两类：选取最近三矢量(Nearest three vectors,N3V)作为矢量序列构成的策略和选取非N3V作为矢量序列构成的策略。其中选取N3V作为矢量序列构成的策略包括SPWM下的零序注入和SVPWM下的冗余矢量分配，特点是开关损耗低、波形质量好，但在高调制比、低功率因数时控制性能差，无法完全消除中点电位的低频波动。而选取非N3V作为矢量序列构成的策略包括SPWM下的双调制波调制和SVPWM下的虚拟空间矢量调制，特点是开关损耗高、波形质量略差、但能完全消除中点电位的低频波动。

上述控制策略都是以中点电位完全平衡为前提条件，在一些特殊工况时无法避免中点电位出现较大偏移，中点的偏移会导致输出电压的畸变加深和基波偏离。此外，在一些特殊工况(比如光伏并网逆变器)，中点电位不平衡甚至是刻意追求的目标。谢路耀等人在标题为基于零序注入的NPC三电平变流器中点电位反馈控制(电工技术学报，2012年12期)的文献中提出了一种基于零序注入的中点电位反馈控制方法，实现了中点电位的任意调节，并消除了中点不平衡引起的输出电压波形畸变和基波偏离；但是在控制效果上这种方法无法完全消除中点电位的低频波动，需求的直流侧电容容量较大，而且在高调制比、低功率因数时系统的中点电流控制能力较弱。

技术实现要素：

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供一种基于双调制波载波调制的中点电位反馈控制方法，能够任意调节中点电位，并且在任意不平衡电位、功率因数、调制度下实现开关周期内平均中点电流为零，完全消除中点电位的低频波动以及由中点偏移引起的负载电流畸变，有利于降低中间直流电容的容量，适用于对中点电位平衡要求较为严格或者需要对上下组直流电压进行独立控制的场合。

一种基于双调制波载波调制的三电平逆变器中点电位反馈控制方法，在该控制方法下欲将中点电位不平衡度从δ调整到δ^＊，包括以下步骤：

(1)采集逆变器直流侧上下组电容的电压值，计算当前中点电位的不平衡度δ；

(2)根据瞬时值大小将三相调制波排序,最大相调制波瞬时值为V_max、中间相调制波瞬时值为V_mid、最小相调制波瞬时值为V_min，并分别向三相调制波叠加大小为V_z的零序分量；

(3)根据中点电位不平衡度δ对三相调制波进行补偿，依据瞬时值大小将经过补偿后得到的新的三相调制波排序，补偿后最大相调制波瞬时值为V_max＇、补偿后中间相调制波瞬时值为V_mid＇、补偿后最小相调制波瞬时值为V_min＇；

(4)采集瞬时值为V_mid＇的那一相此时流入相桥臂的电流瞬时值I_mid＇,根据不平度指令δ^＊通过计算确定调制波分解的偏移量Δd；

(5)将瞬时值为V_mid＇一相的调制波分解为正调制波V_mid+＇与负调制波V_mid-＇；

(6)将补偿后的调制波V_max＇、V_min＇以及分解得到的正调制波V_mid+＇和负调制波V_mid-＇与给定的三角载波进行比较，得到脉宽调制信号，对相应的功率开关器件进行开关控制。

所述的步骤(1)中中点电位不平衡度δ的定义如下：

其中V_dc1为上组直流电容的电压，V_dc2为下组直流电容的电压，V_dc为上下组电容电压之和。

所述的步骤(2)中，零序分量的大小V_z的计算方法如下：

所述的步骤(3)中的补偿方法如下：

所述的步骤(4)中Δd的计算方法如下：

式中C为上组或下组直流电容的容量大小，f为电力电子器件的开关频率；考虑到随着Δd的增大，O状态时间会越来越短，为避免O状态时间过短造成半导体器件因承受整个直流电压而过压损坏，O状态需要维持一个最小时长T_min，其具体值由电力电子器件开关速度决定，开关速度越快，该时间越短，一般可设定为5μs；所以Δd必须限定在如下范围内：

其中，V_x是x相的调制波瞬时值，x为a、b或c，T_min为功率器件开通与关断两状态之间切换必须保证的最短时间间隔，由器件开关速度决定，一般设定为5μs，T_s是电力电子器件的开关周期；如果步骤(4)计算出的Δd超过上式约束，需要按边界值进行限幅。

所述的步骤(5)中调制波分解方法如下：

其中，V_x＇是x相经过补偿后的调制波瞬时值，x为a、b或c。

相对现有的技术，本发明提供的技术方案的有益效果是：

(1)本发明根据中点电位不平衡度对三相调制波进行补偿，能够在任意不平衡电位、功率因数、调制度下实现开关周期内平均中点电流为零。

(2)本发明通过调制波分解和中点电位反馈控制完全消除了中点电位的低频波动以及由中点偏移引起的负载电流畸变，并且实现了对中点电位的任意调节。

(3)本发明基于双调制波载波调制的中点不平衡补偿和中点电位反馈控制，原理清晰，控制方法简单，具有较强的可靠性，有利于降低中间直流电容的容量，适用于对中点电位平衡要求较为严格或者需要对上下组直流电压进行独立控制的场合。

附图说明

图1是典型的三电平NPC逆变器拓扑示意图。

图2是本发明控制方法流程示意图。

图3是调制波分解原理示意图。

图4a是m＝0.6时本发明仿真得到的线电压、相电流和直流电压波形图。

图4b是m＝1时本发明仿真得到的线电压、相电流和直流电压波形图。

图5a是传统N3V-SVPWM在三电平样机上实验得到的相电流、线电压和直流电压波形图。

图5b是本发明在三电平样机上实验得到的相电流、线电压和直流电压波形图。

具体实施方式

为使本发明的技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明的具体实施流程如图2所示。

一种基于双调制波载波调制的三电平逆变器中点电位反馈控制方法，在该控制方法下欲将中点电位不平衡度从δ调整到δ^＊，包括以下步骤：

(1)采集逆变器直流侧上下组电容的电压值，计算当前中点电位的不平衡度δ；

(2)根据瞬时值大小将三相调制波排序,最大相调制波瞬时值为V_max、中间相调制波瞬时值为V_mid、最小相调制波瞬时值为V_min，并分别向三相调制波叠加大小为V_z的零序分量；

(3)根据中点电位不平衡度δ对三相调制波进行补偿，依据瞬时值大小将经过补偿后得到的新的三相调制波排序，补偿后最大相调制波瞬时值为V_max＇、补偿后中间相调制波瞬时值为V_mid＇、补偿后最小相调制波瞬时值为V_min＇；

(4)采集瞬时值为V_mid＇的那一相此时流入相桥臂的电流瞬时值I_mid＇,根据不平度指令δ^＊通过计算确定调制波分解的偏移量Δd；

(5)将瞬时值为V_mid＇一相的调制波分解为正调制波V_mid+＇与负调制波V_mid-＇；

(6)将补偿后的调制波V_max＇、V_min＇以及分解得到的正调制波V_mid+＇和负调制波V_mid-＇与给定的三角载波进行比较，得到脉宽调制信号，对相应的功率开关器件进行开关控制。

所述的步骤(1)中中点电位不平衡度δ的定义如下：

其中V_dc1为上组直流电容的电压，V_dc2为下组直流电容的电压，V_dc为上下组电容电压之和。

所述的步骤(2)中，零序分量的大小V_z的计算方法如下：

所述的步骤(3)中的补偿方法如下：

所述的步骤(4)中Δd的计算方法如下：

式中C为上组或下组直流电容的容量大小，f为电力电子器件的开关频率；考虑到随着Δd的增大，O状态时间会越来越短，为避免O状态时间过短造成半导体器件因承受整个直流电压而过压损坏，O状态需要维持一个最小时长T_min，其具体值由电力电子器件开关速度决定，开关速度越快，该时间越短，一般可设定为5μs；所以Δd必须限定在如下范围内：

其中，V_x是x相的调制波瞬时值，x为a、b或c，T_min为功率器件开通与关断两状态之间切换必须保证的最短时间间隔，由器件开关速度决定，一般设定为5μs，T_s是电力电子器件的开关周期；如果步骤(4)计算出的Δd超过上式约束，需要按边界值进行限幅。

所述的步骤(5)中调制波分解方法如下：

其中，V_x＇是x相经过补偿后的调制波瞬时值，x为a、b或c。

为了验证本发明的有效性，利用Matlab/simulink进行仿真的验证。模型中取基波频率f₀＝50Hz，开关频率f＝1.8kHz，V_dc＝1000V，上下组直流电容C₁＝C₂＝5mF，交流负载R＝0.5Ω，L＝2mH。初始中点电位不平衡度δ＝1。初始不平度指令δ^*＝1，1s后,变为δ^*＝0.5，1.5s后δ^*＝0。仿真结果如图4所示。图4a和图4b分别是调制度m＝0.6和m＝1时线电压、相电压和直流电压的波形。

从图4可知，由于初始δ＝1，V_dc2＝0，线电压为两电平特征；随着δ趋于0，线电压逐步转为三电平特征。本发明即使是在m＝1的条件下也能完全消除中点电位的低频波动，并且在中点偏移和调节的过程中相电流都没有发生畸变。同时，在本发明的控制方法下，中点电位很好的跟随了不平衡指令δ^*。

针对中点电位平衡问题，在三电平实验样机上对本发明进行验证。实验条件为：基波频率f₀＝50Hz，开关频率f＝2.7kHz，m＝0.8，V_dc＝100V，C₁＝C₂＝0.43mF，交流负载L＝6mH，功率因数角实验中，分别将本发明和传统的N3V-SVPWM中点平衡进行对比。实验中不平衡指令δ^*＝0，图5a和图5b分别是使用N3V-SVPWM和本发明时的线电压、相电压和直流电压的波形。

图5a中可以看出，在N3V-SVPWM在高调制比，低功率因数时中点平衡控制性能较差，加上直流电容值极小，中点电位出现了严重的低频波动，低频波动又反作用于中点平衡控制，造成了波动幅值的振荡，中点的波动使负载电流出现了畸变和直流偏置。图5b表明当采用本发明控制方法时，由于开关周期平均中点电流为0，中点电位的低频波动被完全消除，相电流也未发生畸变。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。