SLLC转换器的简化混合PWM/PFM控制方法与流程

本发明涉及谐振转换器的控制方法。更具体地，本发明涉及谐振转换器的控制方法，包括例如切换具有脉冲频率调制(pfm)和脉冲宽度调制(pwm)两者的llc(sllc)转换器。

背景技术：

使用pwm和pfm两者的转换器的常规控制方法在重负载期间使用pwm在轻负载期间使用pfm。使用pwm和pfm两者的转换器将被称为混合转换器，pwm和pfm两者的控制将被称为混合控制。常规的混合转换器可以是降压转换器、反激转换器等。在重负载期间，输出电压由具有独立控制参数的pwm控制。当负载电流减小到一定电平时，即在轻负载时，关断pwm并且开启pfm。pfm使用具有独立控制参数的独立控制环。也就是说，pwm和pfm控制环彼此独立，并且pwm和pfm控制参数彼此独立。常规的pfm使用滞环控制，该滞环控制取决于输出电压阈值或输出电流阈值(电感器电流)。当输出电压降至阈值电压以下时，转换器在导通状态下操作一段时间，因此输出电压增加。然后，关闭转换器处于关断状态，并且输出电压降低，直到输出电压再次降低到阈值电压以下。导通状态和关断状态的持续时间由电感器电流确定。在导通状态开始时，电感器电流为零。在导通状态期间，电感器电流增加。当电感器电流达到阈值电流时，导通状态结束。然后，在关断状态期间，电感器电流减小到零。可以以任何合适的方式测量电感器电流，包括使用霍尔效应传感器、电阻器等。常规的混合控制方法在重负载条件期间使用具有比例积分(pi)控制的pwm来调节输出电压，并在轻负载条件期间使用具有滞环控制的pfm来调节输出电压。由于使用两个独立的控制环和两个独立的控制参数，所以常规的混合控制是复杂的。

技术实现要素：

为了克服上述问题，本发明的优选实施例提供了一种转换器和一种控制转换器的方法，该转换器和控制转换器的方法容易地确定使用pfm或pwm中的哪一个，仅对pfm和pwm两者使用一个控制环和一组控制参数，仅感测输出电压，并提供pfm和pwm之间的无缝转变。本发明的优选实施例还提供单个转换器拓扑，其中pfm和pwm基于不同的操作条件同时或在不同时间应用于一个或不同的开关。

本发明的优选实施例提供以下中的一项或多项：

1)简化pfm和pwm的定时和转变；

2)针对pfm和pwm两者的单个控制环；

3)简化用于控制信号生成的感测电路，因为仅需要感测输出电压；以及

4)减少pfm和pwm之间由转变所导致的电压尖峰。

根据本发明的优选实施例，一种转换器包括：输入电压端子；串联电路，连接到输入电压端子，并且包括串联连接的第一开关和第二开关；变压器，包括初级绕组和次级绕组；谐振回路，连接到串联电路，并且包括初级绕组；辅助开关，连接到串联电路和谐振回路；输出电压端子，连接到次级绕组；以及控制器，其执行以下操作：在控制参数的第一范围内，以零占空比来控制辅助开关，并且用脉冲频率调制来控制第一开关和第二开关，其中切换频率处于如下范围内，第一范围内的最高控制参数处的最小切换频率和第一范围内的最低控制参数处的最大切换频率的范围，以及在该控制参数的大于第一范围的第二范围内，以具有大于零占空比的脉冲宽度调制来控制辅助开关，并以最小切换频率来控制第一开关和第二开关。

优选地，控制器基于单个控制环来控制脉冲频率调制的切换频率和脉冲宽度调制的占空比。控制器优选地基于输入电压和输出电压来确定控制参数。

控制器优选地使用时钟和可复位计数器来提供控制参数。控制器优选地通过调节可复位计数器复位的时间来控制切换频率。控制器优选地通过在保持可复位计数器复位恒定时，调节辅助开关的导通时间来控制占空比。

优选地导通和关断辅助开关来维持输出电压电平，以执行升压操作。

转换器还优选地包括连接在次级绕组与输出电压之间的整流级。整流级优选地不使用分立二极管来提供整流。

控制器优选地基于对输出电压的比例积分控制来确定控制参数。

根据本发明的优选实施例，转换器包括：输入电压端子；串联电路，连接到输入电压端子，并且包括串联连接的第一开关和第二开关；变压器，包括初级绕组和次级绕组；谐振回路，连接到串联电路，包括初级绕组；辅助开关，连接到串联电路和谐振回路；输出电压端子，连接到次级绕组；以及控制器，基于单个控制环和单个控制参数，用脉冲宽度调制来控制辅助开关，以及用脉冲频率调制来控制第一开关和第二开关。

优选地，在单个控制参数的第一范围内，控制器以零占空比来控制辅助开关，并且用脉冲频率调制来控制第一开关和第二开关，其中切换频率处于如下范围内：第一范围内的最高控制参数处的最小切换频率和第一范围内的最低控制参数处的最大切换频率的范围。优选地，在单个控制参数的大于第一范围的第二范围内，控制器以具有大于零占空比的脉冲宽度调制来控制辅助开关，并以最小切换频率来控制第一开关和第二开关。

控制器优选地基于输入电压和输出电压来确定单个控制参数。

控制器优选地使用时钟和可复位计数器来提供单个控制参数。控制器优选地通过调节可复位计数器何时复位来控制切换频率。控制器优选地通过在保持可复位计数器复位时间恒定时，保持调节辅助开关的导通时间来控制占空比。

转换器还优选地包括连接在次级绕组与输出电压之间的整流级。整流级优选地不使用分立二极管来提供整流。

控制器优选地基于对输出电压的比例积分控制来确定单个控制参数。

根据以下参考附图对本发明的优选实施例的详细描述，本发明的上述和其它特征、元件、特性、步骤和优点将变得更显而易见。

附图说明

图1是示出sllc转换器拓扑的电路图。

图2示出了根据本发明的优选实施例的pfm/pwm控制逻辑。

图3是根据本发明的优选实施例的单环pfm/pwm控制方法的图。

图4是示出根据本发明的优选实施例的控制方法的流程图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的优选实施例的可以与混合控制一起使用的sllc转换器拓扑。sllc转换器包括初级侧和次级侧。初级侧是位于dc输入vin和/或变压器tx之间的转换器侧。次级侧是位于变压器tx和输出电压v0之间的转换器侧。

初级电路包括初级开关q1、q2、谐振电感器lr、谐振电容器cr、开关qaux和电感器lm。初级开关q1、q2连接到输入电压vin。谐振电感器lr、电感器lm和谐振电容器cr彼此串联连接，并且连接在输入电压vin的正端子、与初级开关q1、q2之间的节点之间。开关qaux连接在输入电压vin的负端子、与谐振电感器lr和电感器lm之间的节点之间。电感器lm并联连接在变压器tx的初级绕组上。变压器匝数比为n。

可以有谐振电感器lr、谐振电容器cr、电感器lm和开关qaux的不同布置，例如，如美国申请no.62/220,465和pct申请no.pct/us2016/052278中所示。这两个申请的全部内容通过引用并入本文。如美国申请no.62/220,465和pct申请no.pct/us2016/052278中所示，谐振电感器lr、谐振电容器cr和电感器lm限定了llc谐振回路，并且具有相对于开关q1、q2和变压器tx的不同的布置，并且开关qaux可以以任何合适的方式连接在谐振回路和串联连接的开关q1、q2之间。例如，开关qaux的一个端子可以连接到输入电压的正端子、输入电压vin的负端子和串联连接的开关q1、q2之间的节点中的一个，开关qaux的另一个端子可以连接到谐振回路中的谐振电感器lr、谐振电容器cr和电感器lm中的任意两个之间的节点。

次级电路包括同步整流器sr1、sr2和电容器c0。电阻器表示输出电压vo处的负载电阻。同步整流器sr1、sr2连接到变压器tx的次级绕组，并定义在输出电压v0处提供整流输出的整流级。整流级不包括或不使用二极管来提供整流输出。

下面参考具体的操作条件讨论图1所示的转换器的操作，例如，约320v至约400v的正常输入电压范围。具体操作条件仅为示例。应当理解，例如，约320v至约400v的标称输入电压范围仅是示例，并且可以有其他范围。还应当理解，例如，在约320v至约400v的输入电压范围内的“约”包括制造和组件公差。

当输入电压在约320v至约400v(其中，约400v是最大输入电压vin_max)之间时，开关qaux关断(即，零占空比)；因此，当输入电压在这个范围内时，转换器作为具有pfm的常规sllc转换器操作，即在高输入电压时具有高切换频率，以及在低输入电压时具有低切换频率。在约320v的输入电压下，转换器在pfm的峰值增益处操作，其中切换频率处于预定义的最小值处，称为最小切换频率fs_min。

当输入电压vin低于约320v且在约250v至约320v(其中，约250v是最小输入电压vin_min)之间时，开关q1、q2以最小切换频率fs_min操作，以及开关qaux导通并以pwm控制操作。开关qaux的切换频率固定在最小切换频率fs_min处，并且开关qaux的占空比随输入电压vin下降而增加。导通和关断开关qaux以维持输出电压电平以提供升压操作。

基于输入电压vin的控制提供线路调节，与负载调节相反，负载调节基于输出电压v0，在下面进行讨论。

仅使用一个控制环和一组控制参数来控制pwm和pfm两者。单个控制环简化了上面讨论的使用pwm和pfm两者的常规控制方法的两个控制环。

对于pfm，控制参数用于控制切换频率，并且对于pwm，控制参数用于控制占空比。如下所述，可以用单个控制参数来控制切换频率和占空比。如果使用数字控制器，则控制器不能直接输出切换频率或占空比。控制器基于控制器中的内部时钟和可复位计数器来输出导通时间ton和切换周期ts。例如，使用1ns时钟周期，如果计数器每1000个时钟周期复位，则切换周期ts为1μs，并且切换频率为1mhz。如果控制器在计数器低于450时输出高逻辑(例如，输出1)并且在计数器大于450时输出低逻辑(例如，输出0)，则占空比为45％。因此，控制器通过以固定的导通时间ton/切换周期ts的比来改变每个控制周期中的切换周期ts，来实现pfm。类似地，控制器通过在保持切换周期ts恒定时改变导通时间ton值来实现pwm。

在混合控制的数字实现方式中，控制参数是ts_pi。控制参数ts_pi确定切换周期ts，但是基于输出电压v0对其进行修改。例如，可以基于输出电压v0的pi控制来修改切换周期ts，其中pi控制的比例部分是输出电压v0与参考电压之间的瞬时误差，并且pi控制的积分部分是输出电压v0与参考电压之间随时间的累积误差。pi控制仅是提供负载调节的一种方式，并且可以以其他方式提供负载调节，包括例如包括微分部分的pid控制。

在开关q1、q2的pfm中，有效切换周期ts被限制在最小pfm切换周期ts_pfm_min和最大切换周期ts_pfm_max之间的预定范围内，其分别对应于约400v和约320v的输入电压。最小pfm切换周期ts_pfm_min与最大pfm切换周期ts_pfm_max之间的差是控制窗口ts_pfm_w。因此，切换周期ts或控制参数ts_pi将在零之和控制窗口[0，ts_pfm_w]内以提供pfm。例如，如果控制参数ts_pi为零，则以最小pfm切换周期ts_pfm_min执行pfm，如果控制参数ts_pi等于控制窗口ts_pfm_w，则以最大pfm切换周期ts_pfm_max执行pfm。如果切换周期ts或控制参数ts_pi大于控制窗口ts_pfm_w，则超过部分是开关qaux的pwm中的pwm导通时间ta_pwm_on，其中以最大pfm切换周期ts_pfm_max作为切换周期。

考虑最小pfm切换周期ts_pfm_min为400v、1000个时钟周期(具有1ns时钟)的示例。控制参数ts_pi为0，因此对应的切换频率为400v、1mhz。如果输入电压vin降至350v，则控制参数ts_pi从0增加到250个时钟周期，因此，切换周期为1250(ts_pfm_min+ts_pi)个时钟周期，这意味着切换频率为800khz。类似地，如果输入电压是320v，则控制参数ts_pi达到最大值，即控制窗口ts_pfm_w＝1000个时钟周期，因此，切换周期(ts_pfm_min+ts_pi)增加到2000个时钟周期，这意味着切换频率为500khz。如果输入电压vin降至250v，则控制参数ts_pi增加到1500个时钟周期，其中总切换周期为2500个时钟周期。然后，不是将开关q1、q2的切换频率降至400khz，而是开关q1、q2的切换频率将保持在500khz(即2000个时钟周期)，开关qaux将导通500个时钟周期(即占空比daux＝0.25)。在图2中总结了控制逻辑。如图2所示，当控制参数ts_pi在0和1000个时钟周期之间时，pfm切换周期ts_pfm可以与控制参数ts_pi具有线性关系，并且当控制参数ts_pi大于1000个时钟周期时，pfm切换周期ts_pfm可以是恒定的。当控制参数ts_pi在0和1000个时钟周期之间时，pwm导通时间ta_pwm_on可以为零，并且当控制参数ts_pi大于1000个时钟周期时，pwm导通时间ta_pwm_on可以与控制参数ts_pi具有线性关系。

图3示出了本发明的优选实施例的混合控制的控制图。可以通过编程和/或配置控制器来实现混合控制，以提供图3中所示的控制。控制器可以是例如微控制器单元(mcu)、数字信号处理器(dsp)或具有定时器和pwm模块或类似电路的其他ic芯片。

通过因子r1/r2来修改输出电压v0，其中电阻器r1、r2定义了分压器。电阻器r1、r2可以与控制器分开设置。将修改的输出电压v0与参考vo_ref进行比较以生成误差信号err。pi控制器基于误差信号err生成控制参数ts_pi。

对于pfm，限幅器1用于限制由控制窗口ts_pfm_w预定义的控制参数ts_pi的最大值。限幅器1的输出将被添加到最小pfm切换周期ts_pfm_min，然后乘以gpfm，这是具有pfm控制的sllc转换器的开环传递函数。

对于pwm，pwm导通时间ta_pwm_on由控制参数ts_pi减去控制窗口ts_pfm_w确定，控制窗口ts_pfm_w将确定开关qaux的导通时间。限幅器2将pwm导通时间ta_pwm_on的最小值限制为零。如果pwm导通时间ta_pwm_on＜0，则限幅器2的输出为0且开关qaux关断，并且如果pwm导通时间ta_pwm_on＞0，则qaux将导通由该pwm导通时间ta_pwm_on的值确定的时钟周期数。如果适用，限幅器2还可以限制pwm导通时间ta_pwm_on的最大值。gpwm是具有pwm控制的sllc转换器的开环传递函数。输出电压v0是gpfm和gpwm的输出的总和。

图4示出了根据本发明的优选实施例的混合控制的流程图。在步骤s1处，启动转换器。在步骤2和3中，转换器经历软启动过程，直到转换器达到稳定状态，即当误差信号大于零时。在步骤s4中，在稳定状态下，pi控制器的输出将根据上述混合控制来确定开关q1、q2和qaux的导通时间和关断时间。在稳定状态期间(即步骤s4)，控制通过步骤s10至步骤s17确定。步骤s5确定转换器是否已经停止，如果已经停止，则在步骤s6中关闭转换器。

步骤s10是主控制环的启动。在步骤s11中，执行pi控制。在步骤s12中，如果pwm导通时间ta_pwm_on小于零，则在步骤s13和步骤s14中执行pfm。如步骤s14中所示，开关q1的导通时间为ts_q1，开关q2的导通时间为ts_q2，q1导通时间ts_q1等于q2导通时间ts_q2，q1导通时间ts_q1和q2导通时间ts_q2均等于控制参数ts_pi加上最小pfm切换周期ts_pfm_min，并且开关qaux关断，即，qaux导通时间ta_on为零。如果在步骤s12中，如果pwm导通时间ta_pwm_on大于零，则在步骤s15和步骤s16中执行pwm。如步骤s16中所示，q1导通时间ts_q1等于q2导通时间ts_q2，q1导通时间ts_q1和q2导通时间ts_q2均等于最大pfm切换周期ts_pfm_max，并且qaux导通时间ta_on等于pwm导通时间ta_pwm_on。在步骤17中，控制返回到步骤s4和步骤s5。

尽管已经针对图1中所示的特定转换器拓扑讨论了本发明的优选实施例的混合控制，但是优选实施例的混合控制可以用美国申请no.62/220,465和pct申请no.pct/us2016/052278中所示的任何转换器拓扑来实现。

应当理解，上述描述仅仅用于说明本发明。在不脱离本发明的情况下，本领域技术人员可以设计出各种替代和修改。因此，本发明旨在包含落在所附权利要求范围内的所有这些替代、修改和变化。