自适应导通时间控制变换器输出电压失调的动态消除方法与流程

本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种用于自适应导通时间的控制变换器输出电压失调的动态消除方法。

背景技术：

相对于传统电压模控制或者电流模控制方式来讲，基于输出纹波的控制系统具有更加快速的瞬态响应特性以及控制环路简单等特点，尤其是基于恒定导通时间的纹波控制方式在自适应恒频特性上的潜力备受关注。

然而，恒定导通控制模式中，反馈电压V_FB通过不断触发谷值限即基准电压V_REF来触发导通时间Ton计时，反馈电压V_FB的直流电平同基准电压V_REF之间存在一定的失调电压ΔV，这个失调量是由系统控制结构带来的系统失调，从而引起实际输出电压值与理想设定值间存在偏差，降低了系统整体调整精确性。

技术实现要素：

针对目前自适应导通时间控制系统所带来的稳定性及调整精确性不足的问题，本发明提供一种用于自适应导通时间控制变换器输出电压失调的动态消除方法。

本发明的技术方案为：

自适应导通时间控制变换器输出电压失调的动态消除方法，包括以下步骤：

步骤一：提取自适应导通时间控制变换器系统开关输出节点SW处的电位信息；

步骤二：将系统开关输出节点SW处的电位信息通过一阶滤波网络分压得到一阶滤波输出值V_{SW_F1}，一阶滤波输出值V_{SW_F1}中同时包含直流和交流信息；

步骤三：将一阶滤波输出值V_{SW_F1}通过二阶滤波网络分压滤除交流信息，获得与系统开关输出节点SW处的直流量即系统的输出电压V_OUT成比例的信息，即三阶滤波输出值V_{SW_F3}；

步骤四：将三阶滤波输出值V_{SW_F3}通过直流提取方法得到滤波直流输出值V_{SW_DC}；

步骤五：将步骤四得到的滤波直流输出值V_{SW_DC}与步骤二得到的一阶滤波输出值V_{SW_F1}共同加到纹波电流产生电路中做差产生纹波交流量I_OUT；

步骤六：将步骤五得到的纹波交流量I_OUT送至纹波叠加电路中转换为电压信息并与反馈电压V_FB相加补偿反馈电压V_FB与基准电压V_REF之间的失调电压；

其中，步骤四中所述直流提取方法包括：

A：将三阶滤波输出值V_{SW_F3}与偏置电流共同加到电流运算单元，获得与占空比D和系统输出电压V_OUT的乘积成比例的电流I_Q6；

B：将A得到的电流I_Q6通过电压转换电路转换为电压信息，得到滤波直流输出值V_{SW_DC}。

具体的，电流运算单元为电流乘法器。

具体的，所述电流运算单元包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN3-1第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第一三极管Q1、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、二极管D和反向器；

直流提取方法中所述偏置电流包括第一偏置电流I_bisa1和第二偏置电流I_bisa2；

第一电阻R1的一端接三阶滤波输出值V_{SW_F3}，另一端通过第二电阻R2后接地V_SS；

逻辑信号LOGIC通过反向器后连接第一NMOS管MN1的栅极，第一NMOS管MN1的漏极接第一电阻R1和第二电阻R2的连接点和二极管D的阴极；

第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和第三PMOS管MP3的栅极以及第一PMOS管MP1的漏极相连并连接第一偏置电流I_bisa1，第二PMOS管MP2的漏极连接二极管D的阳极和第一三极管Q1的基极；

第三PMOS管MP3的漏极与第二NMOS管MN2的栅极和漏极、第三NMOS管MN3的栅极以及第十NMOS管MN3-1的栅极连接；

第四PMOS管MP4的栅极和漏极、第五PMOS管MP5的栅极以及第六PMOS管PM6的栅极和第一三极管Q1的集电极连接，第一三极管Q1的发射极通过第三电阻R3后接地V_SS；

第四NMOS管MN4的栅极和第五PMOS管MP5的漏极与第二三极管Q2的集电极相连，第五NMOS管MN5的栅极和漏极以及第四NMOS管MN4的漏极相连并连接第二偏置电流I_bisa2，第四NMOS管MN4的源极连接第二二极管Q2的基极；

第六NMOS管MN6的栅漏短接并连接第五NMOS管MN5的源极和第七NMOS管MN7的栅极；

第三三极管Q3的基极连接第四三极管Q4的发射极和第七NMOS管MN7的漏极，其集电极连接第六PMOS管MP6的漏极、第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9的栅极；

第四三极管Q4和第五三极管Q5的集电极相连并连接第八NMOS管MN8的源极，其基极相连并连接第九NMOS管MN9的源极，第九NMOS管MN9的源极通过第四电阻R4后接地；

第五三极管Q5的发射极连接第三NMOS管MN3和第十NMOS管MN3-1的漏极以及第六三极管Q6的基极，第六三极管Q6的集电极输出电流I_Q6；

第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6的源极接电源电压V_CC，第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9的漏极接电源电压V_CC；

第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第十NMOS管MN3-1的源极接地V_SS，第二三极管Q2、第三三极管Q3和第六三极管Q6的发射极接地V_SS。

具体的，所述纹波叠加电路包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻RF1、第十一电阻RF2、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9、第六三极管Q6和第七三极管Q7；

第十电阻RF1和第十一电阻RF2串联，其串联点输入反馈电压V_FB，第十电阻RF1的另一端接输出电压V_OUT，第十一电阻RF2的另一端接地V_SS；

第五电阻R5和第六电阻R6串联，其串联点通过第七电阻R7后接第七PMOS管MP7的漏极，第五电阻R5的另一端接第十电阻RF1和第十一电阻RF2的串联点，第六电阻R6的另一端第六三极管Q6的基极；

第七PMOS管MP7的栅极、第八PMOS管MP8的栅极与第九PMOS管MP9的栅极和漏极互连并连接基极补偿电流；

第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8和第九PMOS管MP9的源极接地V_SS，第八PMOS管MP8的漏极接第七三极管Q7的基极并连接基准电压V_REF；

第八电阻R8的一端连接纹波交流量I_OUT和直流偏置电流I_B，作为第一输出端输出第一纹波补偿输出电压V₁，其另一端接第六三极管Q6的发射极；第九电阻R9的一端连接直流偏置电流I_B，作为第二输出端输出第二纹波补偿输出电压V₂，其另一端连接第七三极管Q7的发射极并连接纹波交流量I_OUT；第六三极管Q6和第七三极管Q7的集电极接地V_SS。

本发明的有益效果为：克服了传统恒定导通控制模式中，由于系统失调带来的调整精确性的问题，提高了系统的输出电压调整精度；动态消除了失调电压，使系统不会受到输入电压V_IN和输出电压V_OUT的影响，保证系统的稳定性；避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计，拓宽了电路的适用范围。

附图说明

图1为本发明适用的自适应导通时间控制变换器系统环路架构图。

图2(a)为未经过纹波补偿的实际反馈电压V_FB的波形示意图；图2(b)是反馈电压V_FB的直流分量补偿波形示意图。

图3为一阶滤波网络中电容充电的零状态响应波形示意图。

图4为本发明提供的一种自适应导通时间控制变换器输出电压失调的动态消除方法的等效架构图。

图5为纹波交流量I_OUT的采样电路等效架构图。

图6为电流运算单元电路架构图。

图7为纹波叠加电路架构图。

图8为纹波采样波形示意图。

具体实施方式

本发明适用的一种自适应导通时间控制变换器系统的控制环路等效架构框图如图1所示，SW为系统的开关输出节点，输出电压V_OUT经第十电阻RF1和第十一电阻RF2的分压得到反馈电压V_FB。本发明采用了一种片内补偿技术，通过对系统开关输出节点SW处的电位信息进行滤波处理得到包含直流信息与电感电流信息的锯齿波信号，即一阶滤波输出值V_{SW_F1}，再利用滤波电路获取其直流分量V_{SW_F3}；再将三阶滤波输出值V_{SW_F3}通过直流提取方法得到滤波直流输出值V_{SW_DC}，然后利用纹波电流产生电路对一阶滤波输出值V_{SW_F1}和纹波直流量V_{SW_DC}做差，提取开关输出节点SW处的交流分量，即得到所需的与电感电流同向的纹波信息，即纹波交流量I_OUT，随后再通过纹波叠加电路将纹波交流量I_OUT转化成电压信息与反馈信号V_FB相加，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，保证实现系统的稳定工作；同时避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计，拓宽了电路的适用范围。

现有的大部分纹波补偿电路均集中在纹波的交流信息对系统稳定性的影响上，往往忽略了纹波补偿后对系统输出电压带来的失调影响。因此，本发明中引入失调电压ΔV补偿模块，提出一种动态消除失调电压方法，其可以根据系统的工作状态，动态设定ΔV的大小，从而消除纹波补偿电路对输出稳定电压产生的偏差，从而动态消除系统直流失调，提高系统调整精度。

如图2(a)所示为未经过纹波补偿的实际反馈电压V_FB的波形，实际反馈电压V_FB上面的纹波很小，可以近似认为等于基准电压V_REF。图2(b)为反馈电压V_FB直流分量补偿波形示意图，反馈电压V_FB的直流电平同基准电压V_REF之间存在一定的失调电压ΔV₁，即上述提到的失调电压ΔV，失调电压ΔV₁的大小与反馈电压V_FB上补偿纹波大小相关，纹波越小，失调越小。因此，小的纹波补偿量会弱化系统输出失调影响，但会导致系统更易出现次谐波震荡问题；而为了系统的稳定引入大的纹波补偿量，又会恶化系统输出调整精度，传统的纹波补偿方法无法克服自适应导通时间控制变换器系统稳定性和输出调整精度之间的矛盾。

通过计算可以得到：

其中V_ripple为纹波电压，基于上述已存在的矛盾，本发明利用图2(b)所示原理，动态构建失调补偿电压ΔV₂，从本质上解决系统稳定性与调整精度之间的矛盾。其原理为：如果在V_FB上预先叠加一个失调补偿电压ΔV₂，再将叠加后的值送入PWM比较器同基准电压V_REF做比较，那么实际反馈电压V_FB的直流电平会与基准电压V_REF重合，相当于系统失调被消除掉了，采用此方法可以提高系统输出电压的调整精度。

因此，只要能够将失调电压ΔV₁与失调补偿电压ΔV₂设置得精确相等，就能完全消除系统的失调量。

通常纹波电压V_ripple可以利用一阶滤波网络的零状态响应波形图表示出来，图3为一阶滤波网络中的电容充电零状态响应波形示意图，通过该图的表达式：

其中，τ为时间常数，u_c为电容上的充电电压，U_S表示电容最终稳定电压，由上式可以推算出一阶滤波点随时间的电压表达式，式中K为滤波系数，A、B分别为系数因子，V_IN为系统输入电压，V_OUT为系统输出电压：

t＝0,V_{SW_F1}(t)＝K·V_OUT

t＝∞,V_{SW_F1}(t)＝K·V_IN

整合以上3个式子并结合纹波电压，可以得到：

对于确定的系统，上式中系统频率f_sw是确定的，τ为时间常数RC。将纹波电压V_ripple代入失调电压ΔV₁，可以看出设置失调补偿电压ΔV₂式中需要有因子(1-D)·V_OUT才可能使ΔV₁＝ΔV₂成立，从而精确消除系统的失调量ΔV。

下面结合附图对本发明进行详细的描述。

本发明的纹波交流量I_OUT产生电路等效图如图5所示。首先通过一阶RC滤波网络将系统开关输出节点SW处的电位信息一阶滤波分压，从而将系统开关输出节点SW处的方波信号转换成锯齿波信号，构建具有与电感电流纹波同向的一阶滤波输出值V_{SW_F1}，因此一阶滤波输出值V_{SW_F1}中同时包含交流与直流分量。随后再利用两阶滤波网络分压，滤除一阶滤波输出值V_{SW_F1}中的交流信息，获得与开关输出节点SW处的直流量成比例的信息，而开关输出节点SW处的直流值即是系统输出电压V_OUT，则可以得到与输出电压Vout成比例且较为稳定的三阶滤波输出值V_{SW_F3}。再将三阶滤波输出值V_{SW_F3}与系统输入电压Vin和输出电压Vout相关的偏置电流一起加到电流运算单元对三阶滤波输出值V_{SW_F3}进行处理，得到与占空比D和输出电压V_OUT的乘积成比例的电流I_Q6，其中占空比D＝Vout/Vin，本发明中电流运算单元采用电流乘法器。再通过I-V模块即电流转电压模块得到滤波直流输出值V_{SW_DC}，那么三阶滤波输出值V_{SW_F3}与滤波直流输出值V_{SW_DC}的电压之差即为失调电压ΔV；然后将滤波直流输出值V_{SW_DC}与一阶滤波输出值V_{SW_F1}输入到电压电流转换器Gm得到纹波交流量I_OUT。

通过计算可以得到：

V_{SW_F3}＝K·V_out

上式中，K为比例系数。图6为本发明采用的一种电流运算单元电路架构图，包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN3-1第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第一三极管Q1、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5、二极管D和反向器；第一电阻R1的一端接三阶滤波输出值V_{SW_F3}，另一端通过第二电阻R2后接地V_SS；逻辑信号LOGIC通过反向器后连接第一NMOS管MN1的栅极，第一NMOS管MN1的漏极接第一电阻R1和第二电阻R2的连接点和二极管D的阴极；第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和第三PMOS管MP3的栅极以及第一PMOS管MP1的漏极相连并连接第一偏置电流I_bisa1，第二PMOS管MP2的漏极连接二极管D的阳极和第一三极管Q1的基极；第三PMOS管MP3的漏极与第二NMOS管MN2的栅极和漏极、第三NMOS管MN3的栅极以及第十NMOS管MN3-1的栅极连接；第四PMOS管MP4的栅极和漏极、第五PMOS管MP5的栅极以及第六PMOS管PM6的栅极和第一三极管Q1的集电极连接，第一三极管Q1的发射极通过第三电阻R3后接地V_SS；第四NMOS管MN4的栅极和第五PMOS管MP5的漏极与第二三极管Q2的集电极相连，第五NMOS管MN5的栅极和漏极以及第四NMOS管MN4的漏极相连并连接第二偏置电流I_bisa2，第四NMOS管MN4的源极连接第二二极管Q2的基极；第六NMOS管MN6的栅漏短接并连接第五NMOS管MN5的源极和第七NMOS管MN7的栅极；第三三极管Q3的基极连接第四三极管Q4的发射极和第七NMOS管MN7的漏极，其集电极连接第六PMOS管MP6的漏极、第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9的栅极；第四三极管Q4和第五三极管Q5的集电极相连并连接第八NMOS管MN8的源极，其基极相连并连接第九NMOS管MN9的源极，第九NMOS管MN9的源极通过第四电阻R4后接地；第五三极管Q5的发射极连接第三NMOS管MN3和第十NMOS管MN3-1的漏极以及第六三极管Q6的基极，第六三极管Q6的集电极输出电流I_Q6；第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6的源极接电源电压V_CC，第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9的漏极接电源电压V_CC；第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第十NMOS管MN3-1的源极接地V_SS，第二三极管Q2、第三三极管Q3和第六三极管Q6的发射极接地V_SS。

图6中I_bias1为与系统输入电压Vin成正比的第一偏置电流，I_bias2为与系统输出电压Vout成正比的第二偏置电流，分别假设I_bias1＝αVin，I_bias2＝βVout，其中α与β为系数因子。三阶滤波输出值V_{SW_F3}通过第一电阻R₁和第二电阻R₂分压后，再通过二极管D和第一三极管Q1得到B点电压，可以计算得到：

V_B＝V_A+V_D-V_BE(Q1)≈V_A

其中，V_A为图6中A点电压，V_B为图6中B点电压，V_D为二极管正向导通电压，V_BE(Q1)为三极管Q1的发射结电压。由上式可知，流过第三电阻R₃上的电流即为V_B/R₃，假设第四PMOS管MP4，第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6为1:1:1镜像结构，则第二三极管Q2和第三三极管Q3的发射极电流也为V_B/R₃。第二偏置电流I_bias2为PTAT电流，其大小等于第二三极管Q2的基极电流I_B(Q2)与第五NMOS管MN5的静态电流I_d(MN5)之和，第四NMOS管MN4的作用在于调节其自身源漏两端的电压，使得第二三极管Q2、第五NMOS管MN5都能工作在正常的区域，第六NMOS管MN6与第七NMOS管MN7为1:1镜像结构，可以计算得到：

I_bias2＝I_B(Q2)+I_d(MN5)

I_d(MN6)＝I_d(MN7)＝I_d(MN5)＝I_bias2-I_B(Q2)

I_Q4＝I_d(MN7)+I_B(Q3)＝I_bias2-I_B(Q2)+I_B(Q3)≈I_bias2＝βV_out

其中，I_d(MN6)表示第六NMOS管MN6的静态电流，I_d(MN7)表示第七NMOS管MN7的静态电流，I_Q4表示第四三极管的发射极电流，I_B(Q3)表示第三三极管Q3的基极电流，由第三三极管Q3、第四三极管Q4、第五三极管Q5和第六三极管Q6的连接关系，计算可得：

V_BE(Q3)+V_BE(Q4)＝V_BE(Q5)+V_BE(Q6)

其中，V_BE(Q3)、V_BE(Q4)、V_BE(Q5)、V_BE(Q6)分别表示三极管Q3、Q4、Q5、Q6的发射结电压，I为三极管的发射极电流，V_BE为三极管的发射结电压。流过第五三极管Q5发射极的电流为m I_bias1，m为电流镜镜像系数，V_T为热电压，IS为三极管反向饱和电流。将其代入上述等式可以推导出：

I_Q3·I_Q4＝I_Q5·I_Q6

I_Q3、I_Q5、I_Q6分别表示第三三极管Q3、第五三极管Q5、第六三极管Q6的发射极电流,代入I_Q3与第一偏置电路I_bias1、第二偏置电流I_bias2，可以得到：

上式中，第二偏置电流I_bias2为恒定电流，第一电阻R₁、第二电阻R₂和第三电阻R3为确定的电阻，K、α、m为常数。那么电流I_Q6为与D·Vout正相关的电流，I_Q6通过电流转电压I-V模块后，得到与D·Vout正相关的电压，即滤波直流输出值V_{SW_DC}。因此，这里只要将D·Vout前的系数乘积设为1，即可得到与因子(1-D)·V_OUT相关的失调电压。

最后通过电压电流转换器Gm对滤波直流输出值V_{SW_DC}和一阶滤波输出值V_{SW_F1}做差，得到包含纹波信息的电流I_OUT，送至纹波叠加电路。

本发明采用的一种纹波叠加电路如图7所示，包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻RF1、第十一电阻RF2、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9、第六三极管Q6和第七三极管Q7；第十电阻RF1和第十一电阻RF2串联，其串联点输入反馈电压V_FB，第十电阻RF1的另一端接输出电压V_OUT，第十一电阻RF2的另一端接地VSS；第五电阻R5和第六电阻R6串联，其串联点通过第七电阻R7后接第七PMOS管MP7的漏极，第五电阻R5的另一端接第十电阻RF1和第十一电阻RF2的串联点，第六电阻R6的另一端第六三极管Q6的基极；第七PMOS管MP7的栅极、第八PMOS管MP8的栅极与第九PMOS管MP9的栅极和漏极互连并连接基极补偿电流，避免第六三极管Q6和第七三极管Q7的基极电流流向V_FB和V_REF端口；第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8和第九PMOS管MP9的源极接地VSS，第八PMOS管MP8的漏极接第七三极管Q7的基极并连接基准电压V_REF；第八电阻R8的一端连接纹波交流量I_OUT和直流偏置电流I_B，作为第一输出端输出第一纹波补偿输出电压V₁，其另一端接第六三极管Q6的发射极；第九电阻R9的一端连接直流偏置电流I_B，作为第二输出端输出第二纹波补偿输出电压V₂，其另一端连接第七三极管Q7的发射极并连接纹波交流量I_OUT；第六三极管Q6和第七三极管Q7的集电极接地VSS，纹波补偿输出信号V₁、V₂送至系统环路比较器进行比较，确保系统正常工作。

可以计算得到：

^I_OUT＝^G_m·(^V_{SW_F1-}^V_{SW_DC})₊^I_B

其中，Gm即为电压电流转换器的跨导，I_B为直流偏置电流，由外部电路提供，用于纹波叠加电路保证反馈电压V_FB和基准电压V_REF上叠加相同的直流电平，代入滤波直流输出值V_{SW_DC}和一阶滤波输出值V_{SW_F1}可以得到：

I_OUT＝Gm·[V_{SW_F1}-V_{SW_F3}+(V_{SW_F3}-D·V_{SW_F3})]+I_B

I_OUT＝Gm·[V_ripple+(1-D)·V_{SW_F3}]+I_B＝I_ripple+I_B+ΔI

式中，I_ripple为电流I_OUT中的纹波部分，ΔI看作为失调补偿电流，上式中ΔI用于V_FB直流电平补偿，以保证输出的精确性。由公式看出可以通过改变电压电流转换器的跨导Gm的大小来改变所产生的纹波电流大小。纹波叠加电路架构图如图7所示。最终将得到的包含有电感电流信息的纹波电流I_OUT叠加至反馈信号V_FB上。如图8所示为系统开关输出节点SW处的方波信号及、一阶滤波输出值V_{SW_F1}与三阶滤波输出值V_{SW_F3}的波形图，以及含有失调补偿的纹波电流I_OUT与不包含失调补偿电流的波形示意对比图。

通过以上分析可知，系统实际所引入的失调补偿量ΔV₂可以表示为：

ΔV₂＝(1-D)·V_{SW_F3}＝(1-D)·K·V_out

令ΔV₁＝ΔV₂，消除公因子可以得到：

由于系统频率f_sw确定，只需要设置时间常数τ的大小即可使上式成立。从而动态消除失调电压，并不会受到输入电压V_IN和输出电压V_OUT的影响，保证系统的稳定性。

本发明提供的一种失调消除的方法，克服了传统恒定导通控制模式中，由于系统失调带来的系统稳定性等问题，提高了系统的输出电压调整精度。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。