基于无电解电容逆变器的变频驱动控制系统及控制方法与流程

本发明属于交流变频驱动技术领域，更具体地说是一种基于无电解电容逆变器的交流变频驱动控制方法。

背景技术：

永磁同步电机以其高效率﹑小体积和易控制、显著的长寿命和可靠性等特点在调速领域显现优势，在要求高控制精度和高可靠性的场合如舰船推进、数控机床、机车牵引、电动汽车和家用电器等许多领域获得极为广泛的应用，成为各国学者的研究热点。

以空调为首的家用电器，其输入电压为单相交流电，前级电路为单相不控整流桥，母线电压易产生波动，造成谐波污染，功率因数下降。我国的3C认证和欧洲的CE认证对于家用空调的电流谐波都有明确规定，对每相电流小于16A的系统，各次电流谐波限值必须满足IEC61000-3-2标准。因此提高输入侧的功率因数、抑制电流谐波也是一个重点需要考虑的方面。

目前常用的家用电器功率因数校正方案，多采用BOOST型电路拓扑结构，由于电路中含有功率器件，引入了开关损耗，且控制电路相对复杂。同时，电路中的大容量直流母线电容，受温度影响较大，使用寿命有限，系统可靠性较低。

技术实现要素：

发明目的：为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种采用无电解电容逆变器驱动，通过控制d、q轴电流实现系统输入高功率因数的交流变频驱动控制方法。

技术方案：一种基于无电解电容逆变器的交流变频驱动控制系统，包括：电源电路、整流器、薄膜电容、逆变器、电机、输入电压采集模块、输入电流采集模块、母线电压采集模块、电机电流采集模块、转速位置采集模块、Clark变换模块、Park变换模块、转速误差模块、转速PI模块、d轴电流给定模块、q轴电流给定模块、d轴电流误差模块、q轴电流误差模块、d轴电流PI模块、q轴电流PI模块、电压限幅模块、d轴电压误差模块、q轴电压误差模块、Park逆变换模块、脉宽调制模快；

所述电源电路为单相交流电源，用于为整流器提供单相交流电；

所述整流器为单相不控整流器，用于将单相输入交流电整流为直流电，并向逆变器供电；

所述薄膜电容连接整流器输出端两端；

所述逆变器为三相电压源型逆变器，用于接收脉宽调制模块的电压脉冲，并根据电压脉冲控制电机；

所述输入电压采集模块用于采集网侧输入电压，并发送至d轴电流给定模块、q轴电流给定模块；

所述输入电流采集模块用于采集网侧输入电流，并发送至q轴电流给定模块；

所述母线电压采集模块用于采集薄膜电容两端电压，并发送至d轴电流给定模块、电压限幅模块、脉宽调制模快；

所述电机电流采集模块用于采集电机三相电流，并发送至Clark变换模块；

所述转速位置采集模块用于采集电机转速及转子位置，并发送至转速误差模块、Park变换模块、Park逆变换模块；

所述Clark模块用于将电机三相电流转换为αβ轴电流，并发送至Park变换模块；

所述Park变换模块用于将αβ轴电流转换为d轴实际电流、q轴实际电流，并发送至d轴误差模块、q轴误差模块；

所述转速误差模块用于将给定转速与所述转速位置采集模块采集到的电机转速对比，得到转速误差，并将其发送至转速PI模块；

所述转速PI模块用于将转速误差进行PI调节，得到q轴电流矢量，并发送至q轴电流给定模块；

所述d轴电流给定模块用于根据母线电压、d轴电流PI模块得到的d轴实际电压、q轴电流PI模块得到的q轴实际电压、输入电压采集模块采集到的输入电压计算d轴给定电流，并将其发送至d轴电流误差模块；

所述q轴电流给定模块用于根据输入电压、输入电流、q轴电流矢量、薄膜电容容量计算q轴给定电流，并将其发送至q轴电流误差模块；

所述d轴电流误差模块用于将d轴给定电流与d轴实际电流对比，得到d轴电流误差，并将其发送至d轴电流PI模块；

所述q轴电流误差模块用于将q轴给定电流与q轴实际电流对比，得到q轴电流误差，并将其发送至q轴电流PI模块；

所述d轴电流PI模块用于将d轴电流误差进行PI调节，得到d轴实际电压，并发送至电压限幅模块；

所述q轴电流PI模块用于将q轴电流误差进行PI调节，得到q轴实际电压，并发送至电压限幅模块；

所述电压限幅模块用于根据母线电压幅值限制dq轴电压幅值，计算得到d轴计算电压、q轴计算电压，并发送至d轴电压误差模块、q轴电压误差模块；

所述d轴电压误差模块用于将d轴实际电压与d轴计算电压进行对比，进行误差调节，并将其发送至d轴电流PI模块；

所述q轴电压误差模块用于将q轴实际电压与q轴计算电压进行对比，进行误差调节，并将其发送至q轴电流PI模块；

所述Park逆变换模块用于将dq轴电压转换为α轴电压、β轴电压，并发送至脉宽调制模块；

所述脉宽调制模块为空间矢量脉宽调制，用于根据αβ轴电压、母线电压计算得到电压脉冲，并发送至逆变器。

进一步的，所述电机为永磁同步电机。

一种基于无电解电容逆变器的交流变频驱动控制系统实现的控制方法，包括以下步骤：

实时采集单相交流输入电压、输入电流、直流母线电压幅值及相位，实时采集电机三相电流、转子位置以及转速；

对所述的电机abc三相电流进行Clark变换，得到αβ轴电流，对所述αβ轴电流进行Park变换，得到d、q轴实际电流；

计算给定电机转速与所述实时采集电机转速的误差，并对转速误差进行PI调节；计算d轴给定电流、q轴给定电流；

计算d、q轴给定电流与实际d、q轴电流误差，并对电流误差进行PI调节，得到d、q轴电压实际值；

对d、q轴实际电压限幅，得到d、q轴计算电压；

对实际电压及计算电压进行误差调节，并作为电流环反馈；

对d、q轴计算电压进行Park逆变换，得到αβ轴电压；

根据αβ轴电压、母线电压，对逆变器进行SVPWM调制，并通过逆变器控制电机。

进一步的，所述q轴给定电流的计算包含如下步骤：

对比所述实时采集的电机转速与给定转速，得到电机转速误差，对所述转速误差进行PI调节，得到q轴平均电流；通过所述实时采集的输入电压、输入电流、q轴平均电流，计算得到q轴给定电流。

进一步的，所述q轴给定电流的计算方法如下：

假设网侧输入为单位功率因数，输入电压及输入电流均为正弦波，计算输入功率以二倍输入频率脉动，如式(1):

P_in＝V_ini_in＝2V_iI_isin²ωt (1)

式中，P_in为系统理想输入功率，V_in、I_in为单相交流输入电压及理想输入电流，V_i、I_i为对应的输入电压、电流有效值，w为单相输入电压角速度；

计算电容值为C的薄膜电容的理想补偿功率如式(2)所示：

计算逆变器的输入功率为系统输入功率减去电容补偿功率，如式(3)所示：

计算逆变器的输出功率，如式(4)所示：

简化为如式(5)所示：

由于希望电机恒吸收功率，即逆变器输入功率恒为正，因此将式(5)进行简化，通过直接控制q轴电流实现控制逆变器输入功率，进而控制输入电流波形，则q轴给定电流如式(6)所示：

其中，B为转速误差PI调节输出值，即转速平稳运行时所期望的q轴平均电流。

进一步的，所述d轴给定电流的计算方法如下：

首先计算理想状态下的母线电压瞬时值，如式(7)所示：

计算电机实时定子电压，如式(8)所示：

通过保证每个周期母线电压的平均值恒大于电机平均电压来保证，即保证式(9)恒成立：

通过调节电压差值，并对其进行限幅，得到所需d轴弱磁电流的平均幅值，其中，d轴弱磁平均电流幅值应小于0，同时大于电机退磁电流；利用输入电压角频率，计算得到得到实际d轴给定电流由d轴弱磁平均电流与二倍频脉动正弦量叠加而成，如式(10)所示：

其中，A为二倍频脉动正弦量幅值，ω为输入电压角频率，θ为正弦量与二倍频输入电压相位差，A、θ值均需根据系统实际功率实时调节。

进一步的，所述d、q轴实际电压的限幅计算方法如下：

限制电机电压小于母线电压，限幅条件如式(11)所示：

若所述条件不成立，dq轴电压需根据母线电压幅值，进行等比例限幅，如式(12)所示：

进一步的，定子电压误差的调节方式包含如下步骤：

计算d、q轴实际电压与计算电压误差，将电压误差除以电流环比例系数，并将调节结果通过负反馈发送至电流环积分环节。

有益效果：通过控制d轴电流与q轴电流来控制逆变器输出功率，使得逆变器输出功率有效跟踪输入功率，进而控制输入电流波形，实现系统输入侧高功率因数。因此，以提高网侧功率因数为前提，实现电机在弱磁区的宽速度范围运行，优化电流控制结构，增强控制系统的鲁棒性及实用性，控制简单有效；简化q轴电流的控制结构，根据实际功率实时调节q轴给定电流，进而控制输入电流波形，到达高功率因数的目的，同时增强系统鲁棒性及实用性；逆变器输入功率等于系统输入功率减去母线上薄膜电容消耗功率。忽略逆变器功率器件损耗，逆变器输入功率近似等于其输出功率。忽略电机运行时的绕阻电阻损耗、电感损耗，逆变器输出功率即为电机视在功率，近似等于其电磁功率，简化计算出了q轴电流随逆变器功率二倍频脉动的情况，有效简化了q轴给定计算；根据电机实际所需的定子电流幅值，通过与q轴电流做矢量差，得到实际所需的d轴电流，简化了d轴电流的控制结构，同时根据电机的实际运行情况，控制电机电流，在实现网侧高功率因数的前提下，增强系统的鲁棒性；根据母线电压幅值，限制电机实际定子电压大小，避免电机进入过调制运行，增强了系统的可靠性；通过电压误差调节，将得到的电流误差值反馈至电流环积分环节，有效增加了电流环调节的快速性。

附图说明

图1为本发明一种无电解电容交流变频驱动控制系统结构框图。

图2为本发明q轴给定电流的计算流程图。

图3为本发明d轴给定电流的计算流程图。

图4为本发明定子d、q轴电压限幅及电流环反馈流程图。

图5为本发明无电解电容交流变频驱动系统拓扑结构图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例仅用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

本发明公开了一种无电解电容交流变频驱动控制系统，图1为本发明的结构框图，包括：电源电路、整流器、薄膜电容、逆变器、电机、输入电压采集模块、输入电流采集模块、母线电压采集模块、电机电流采集模块、转速位置采集模块、Clark变换模块、Park变换模块、转速误差模块、转速PI模块、d轴电流给定模块、q轴电流给定模块、d轴电流误差模块、q轴电流误差模块、d轴电流PI模块、q轴电流PI模块、电压限幅模块、d轴电压误差模块、q轴电压误差模块、Park逆变换模块、脉宽调制模快。

电源电路为单相交流电源，用于为整流器提供单相交流电。

整流器为单相不控整流器，用于将单相输入交流电整流为直流电，并向逆变器供电。

薄膜电容连接整流器输出端两端，用于吸收电压高次谐波，同时为电机高功率情况下维持正常运行提供能量。

逆变器为三相电压源型逆变器，用于接收脉宽调制模块的电压脉冲，并根据电压脉冲控制电机。

电机为永磁同步电机。

输入电压采集模块用于采集网侧输入电压，并发送至d轴电流给定模块、q轴电流给定模块。

输入电流采集模块用于采集网侧输入电流，并发送至q轴电流给定模块。

母线电压采集模块用于采集薄膜电容两端电压，并发送至d轴电流给定模块、电压限幅模块、脉宽调制模快。

电机电流采集模块用于采集电机三相电流，并发送至Clark变换模块。

转速位置采集模块用于采集电机转速及转子位置，并发送至转速误差模块、Park变换模块、Park逆变换模块。

Clark模块用于将电机三相电流转换为αβ轴电流，并发送至Park变换模块。

Park变换模块用于将αβ轴电流转换为d轴实际电流、q轴实际电流，并发送至d轴误差模块、q轴误差模块。

转速误差模块用于将给定转速与采集得到的电机转速对比，得到转速误差，并将其发送至转速PI模块。

转速PI模块用于将转速误差进行PI调节，得到q轴电流矢量，并发送至q轴电流给定模块。

d轴电流给定模块用于根据母线电压、d轴实际电压、q轴实际电压、输入电压、计算d轴给定电流，并将其发送至d轴电流误差模块。

q轴电流给定模块用于根据输入电压、输入电流、q轴电流矢量、薄膜电容容量计算q轴给定电流，并将其发送至q轴电流误差模块。

d轴电流误差模块用于将d轴给定电流与d轴实际电流对比，得到d轴电流误差，并将其防止d轴电流PI模块；

q轴电流误差模块用于将q轴给定电流与q轴实际电流对比，得到q轴电流误差，并将其防止q轴电流PI模块；

d轴电流PI模块用于将d轴电流误差进行PI调节，得到d轴实际电压，并发送至电压限幅模块。

q轴电流PI模块用于将q轴电流误差进行PI调节，得到q轴实际电压，并发送至电压限幅模块。

电压限幅模块用于根据母线电压幅值限制dq轴电压幅值，计算得到d轴计算电压、q轴计算电压，并发送至d轴电压误差模块、q轴电压误差模块。

d轴电压误差模块用于将d轴实际电压与d轴计算电压进行对比，进行误差调节，并将其发送至d轴电流PI模块。

q轴电压误差模块用于将q轴实际电压与q轴计算电压进行对比，进行误差调节，并将其发送至q轴电流PI模块。

Park逆变换模块用于将dq轴电压转换为α轴电压、β轴电压，并发送至脉宽调制模块。

脉宽调制模块为空间矢量脉宽调制，用于根据αβ轴电压、母线电压计算得到电压脉冲，并发送至逆变器。

一种无电解电容交流变频驱动控制系统控制方法，包括以下步骤：实时采集单相交流输入电压V_in、输入电流I_in、直流母线电压V_dc幅值及相位，实时采集电机三相电流I_a、I_b、I_c转子位置θ以及转速n；对电机abc三相电流进行Clark变换，得到αβ轴电流i_α、i_β，对αβ轴电流进行Park变换，得到d、q轴实际电流i_d、i_q；计算给定电机转速n*与所述实时采集电机转速n的误差，并对转速误差进行PI调节，得到q轴平均电流计算d轴给定电流i_d*、q轴给定电流i_q*；计算d、q轴给定电流与实际d、q轴电流误差，并对电流误差进行PI调节，得到d、q轴电压实际值u_d、u_q；对d、q轴实际电压限幅，得到d、q轴计算电压u_d*、u_q*；对实际电压及计算电压进行误差调节，并作为电流环反馈；对d、q轴计算电压进行Park逆变换，得到αβ轴电压u_α、u_β；根据αβ轴电压、母线电压，对逆变器进行SVPWM调制，并通过逆变器控制电机。

如图2所示为q轴给定电流的计算流程图。

q轴给定电流计算方法，包含以下步骤：

对比实时采集的电机转速n与给定转速n*，得到电机转速误差，对转速误差进行PI调节，得到q轴平均电流通过实时采集的输入电压V_in、输入电流I_in、q轴平均电流计算得到q轴给定电流i_q*。

假设网侧输入为单位功率因数，输入电压及输入电流均为正弦波，则输入功率以二倍输入频率脉动，如式(1):

P_in＝V_ini_in＝2V_iI_isin²ωt (1)

式中，P_in为系统理想输入功率，V_in、I_in为单相交流输入电压及理想输入电流，V_i、I_i为对应的输入电压、电流有效值，w为单相输入电压角速度。

电容值为C的薄膜电容的理想补偿功率P_c如式(2)所示：

理想情况下，逆变器的输入功率P_inv*为系统输入功率P_in减去电容补偿功率P_c，如式(3)所示：

由于二倍频交流分量的峰值总是大于直流量V_iI_i，理想逆变器输入功率P_inv*存在固有的小于零的情况，在此时间段内逆变器吸收一定的功率。

忽略逆变器功率器件的消耗功率，则逆变器的输入功率等于其输出功率。而逆变器的输出功率即为电机的视在功率P_M，忽略定子绕组上电阻消耗功率及电感充放电功率，电机视在功率近似等于其电磁功率P_em，如式(4)所示：

由于相较于永磁体磁链而言，电感感值数量级较小，因此式(4)中后半部分远小于前半部，因此式(4)可以简化为如式(5)所示：

根据式(3)的分析可知，逆变器输入功率存在固有的小于0的情况。由于希望电机恒吸收功率，即逆变器输入功率恒为正，因此将式(5)进行简化，通过直接控制q轴电流实现控制逆变器输入功率，进而控制输入电流波形，则q轴给定电流i_q*如式(6)所示：

其中，B为转速误差PI调节输出值，即转速平稳运行时所期望的q轴平均电流

如图3所示为d轴给定电流的计算流程图。

d轴给定电流的计算方法如下：

由于母线上仅存在小容量薄膜电容，其储存能量的能力较弱，且不具备升压功能。因此若要拓宽电机的运行速度范围，必须增加弱磁电流。d轴弱磁电流的计算方式如下所示：

首先计算理想状态下的母线电压瞬时值V_dc*，如式(7)所示：

计算电机实时定子电压U_dq，如式(8)所示：

为了避免电机出现能量回馈，造成母线电压泵升，功率因数降低，要求保证母线电压大于电机瞬时电压。但是在理想情况下，难以保证母线电压恒大于电机电压，因此通过保证每个周期母线电压的平均值恒大于电机平均电压来保证，即保证式(9)恒成立：

通过调节电压差值，并对其进行限幅，得到所需d轴弱磁电流的平均幅值其中，d轴弱磁平均电流幅值应小于0，同时大于电机退磁电流。利用输入电压角频率，计算得到得到实际d轴给定电流由d轴弱磁平均电流与二倍频脉动正弦量叠加而成，如式(10)所示：

其中，A为二倍频脉动正弦量幅值，ω为输入电压角频率，θ为正弦量与二倍频输入电压相位差，A、θ值均需根据系统实际功率实时调节。图4为定子d、q轴电压限幅及电流环反馈流程图。

d、q轴实际电压的限幅计算方法如下：

为了保证电机平稳运行，避免电机出现过调制模式，需要限制电机电压U_dq小于母线电压，限幅条件如式(11)所示：

若所述条件不成立，dq轴电压u_d、u_q需根据母线电压幅值，进行等比例限幅，如式(12)所示：

计算d、q轴实际电压与计算电压误差△u_d、△u_q，将电压误差除以电流环比例系数K_p，并将调节结果通过负反馈发送至电流环积分环节。

图5为无电解电容交流变频驱动系统拓扑结构图。

所示无电解电容交流变频驱动系统拓扑结构，包括电源电路、整流器、薄膜电容、逆变器以及电机。

以上所述均为本发明的较佳实案例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。