一种三态Boost电路及其调制方法与流程
本发明涉及电子技术领域，更具体地，涉及一种三态Boost电路及其调制方法。
背景技术：
目前，随着能源危机日益加剧，拥有更高效率的电源成为必然需求。在低压大电流场合中，开关管损耗和电感电流损耗构成了电路损耗的绝大部分，减少这一部分损耗将节省大量的热损，对于开关器件的稳定运行、电路拓扑的转换效率以及工作环境的安全具有重要意义。
传统的Boost电路因可以实现升压作用而得到广泛应用，但传统的Boost电路由于电感磁芯损耗大，且同步整流管存在硬关断损耗，使得传统的Boost电路无法满足效率密度要求极高的应用。
技术实现要素：
本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的一种三态Boost电路及其调制方法。
根据本发明的一个方面，提供一种三态Boost电路，包括：
第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，所述第一支路与所述第二支路并联，所述第二支路与所述第三支路串联，所述第四支路与所述第三支路并联；
其中，所述第一支路包括：电容和整流管，所述电容和所述整流管串联；
所述第二支路包括：功率开关管；
所述第三支路包括：第一电感；
所述第四支路包括：第二电感和双向开关管，所述第二电感和所述双向开关管串联。
其中，所述双向开关管包括：
第一开关管和第二开关管；
其中，所述第一开关管的源极与所述第一电感的一次侧连接以及所述第一开关管的漏极与所述第二电感的二次侧连接；
所述第二开关管的源极与所述第一电感的二次侧连接，所述第二开关管的漏极与所述第二电感的一次侧连接。
根据本发明的另一方面，本发明提供一种三态Boost电路的调制方法，包括：
S1、开通所述功率开关管和所述双向开关管；
S2、当通过所述第二电感的电流为零时，关断所述双向开关管；
S3、当通过所述第一电感的电流达到最大时，关断所述功率开关管，使得所述整流管导通；
S4、当所述整流管在结束导通前的预设时刻，开通所述双向开关管；
S5、当通过所述第二电感的电流等于通过所述第一电感的电流时，关断所述整流管，调制结束。
其中，步骤S1包括：
开通所述功率开关管和所述双向开关管；
确定通过所述第一电感的电流变化率和通过所述第二电感的电流变化率。
其中，步骤S2包括：
基于第一电流变化率计算式，确定通过所述第二电感的电流；
当通过所述第二电感的电流为零时，关断所述双向开关管。
其中，所述第一电流变化率计算式为：
其中，iL为通过所述第一电感的电流、t为时间、uDC为所述电压源电压、L为所述第一电感大小，iLr为通过所述第二电感的电流、Lr为所述第二电感大小。
其中，iLr为通过所述第二电感的电流、Lr为所述第二电感大小。
其中，步骤S3包括：
基于第二电流变化率计算式，确定通过所述第一电感的电流；
当通过所述第一电感的电流达到最大时，关断所述功率开关管，使得所述整流管导通。
其中，所述第二电流变化率计算式为：
其中，uDS4＝iL*RDS(on)、uDC为所述电压源电压、u0为初始电压、RDS(on)为导通电阻、t为时间、iLr为通过所述第二电感的电流、L为所述第一电感大小、Lr为所述第二电感大小。
其中，步骤S5包括：
基于第二电流变化率计算式，确定通过所述第一电感的电流和通过所述第二电感的电流；
当通过所述第一电感的电流等于通过所述第二电感的电流时，关断所述整流管，调制结束。
其中，步骤S5后，还包括：
获取所述三态Boost电路的区间占比情况，所述三态Boost电路的区间占比为：
t2-t0＝DcT
t5-t2＝DdisT
t0-t5＝DfT
DcT+DdisT+DfT＝1
其中，DcT为所述第一电感充电区间、DdisT为所述第一电感放电区间、DfT为所述第一电感和所述第二电感内部环流区间、t0为步骤S1时刻、t2为步骤S3时刻、t5为步骤S5时刻。
本发明通过在传统Boost电路的基础上进行改进，并提供一种三态Boost电路的调制方法，使电感电流内部续流，从而降低电感纹波电流，减小磁芯损耗，提高了Boost电路的效率。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种三态Boost电路图；
图2为本发明实施例提供的一种三态Boost电路调制方法流程图；
图3为本发明实施例提供的三态Boost电路t0时刻调制示意图；
图4为本发明实施例提供的三态Boost电路t1时刻调制示意图；
图5为本发明实施例提供的三态Boost电路t2时刻调制示意图；
图6为本发明实施例提供的三态Boost电路t3时刻调制示意图；
图7为本发明实施例提供的三态Boost电路t4时刻调制示意图；
图8为本发明实施例提供的三态Boost电路t5时刻调制示意图；
图9为本发明实施例提供的三态Boost电路的驱动和电流波形示意图；
图10为本发明实施例提供的三态Boost电路调制后工作效率数据示意图；
图11为本发明实施例提供的传统Boost电路调制后工作效率数据示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
图1是本发明实施例提供的一种三态Boost电路图，包括：
第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，所述第一支路与所述第二支路并联，所述第二支路与所述第三支路串联，所述第四支路与所述第三支路并联；
其中，所述第一支路包括：电容和整流管，所述电容和所述整流管串联；
所述第二支路包括：功率开关管；
所述第三支路包括：第一电感；
所述第四支路包括：第二电感和双向开关管，所述第二电感和所述双向开关管串联。
具体的，如图1所示，第一支路包括：输出电容C0和功率MOSFET管Q2，所述输出电容C0和功率MOSFET管Q2串联，其中，所述功率MOSFET管Q2即为所述整流管；
第二支路包括：功率MOSFET管Q1，所述功率MOSFET管Q1即为所述功率开关管；
第三支路包括：主电感L，所述主电感L即为所述第一电感；
第四支路包括：辅助电感Lr、功率MOSFET管Qr1及功率MOSFET管Qr2，所述辅助电感Lr即为所述第二电感，所述功率MOSFET管Qr1和功率MOSFET管Qr2即为所述双向开关管。
需要说明的是，三态Boost电路由于主电感L和辅助电感Lr的内部环流，相对于传统的Boost电路模式，增加了一个控制自由度，因此可以改变三态Boost电路的内部环流时间，对电路进行控制。
本发明实施例通过在Boost电路拓扑上进行改进，引入三态Boost电路的内部环流时间使电感电流内部续流，从而降低电感纹波电流，减小电感磁芯损耗，提高Boost电路工作效率。
在图1所述实施例的基础上，所述双向开关管包括：
第一开关管和第二开关管；
其中，所述第一开关管的源极与所述第一电感的一次侧连接以及所述第一开关管的漏极与所述第二电感的二次侧连接；
所述第二开关管的源极与所述第一电感的二次侧连接，所述第二开关管的漏极与所述第二电感的一次侧连接。
具体的，所述第一开关管具体表现为功率MOSFET管Qr1，所述第二开关管具体表现为功率MOSFET管Qr2，所述功率MOSFET管Qr1的源极与所述主电感L的一次侧连接以及所述MOSFET管Qr1的漏极与所述辅助电感Lr的二次侧连接；
所述功率MOSFET管Qr2的源极与所述主电感L的二次侧连接，所述功率MOSFET管Qr2的漏极与所述辅助电感Lr的一次侧连接。
在图1所述实施例的基础上，图2是本发明实施例提供的一种三态Boost电路调制方法，包括S1至S5：
S1、开通所述功率开关管和所述双向开关管；
S2、当通过所述第二电感的电流为零时，关断所述双向开关管；
S3、当通过所述第一电感的电流达到最大时，关断所述功率开关管，使得所述整流管导通；
S4、当所述整流管在结束导通前的预设时刻，开通所述双向开关管；
S5、当通过所述第二电感的电流等于通过所述第一电感的电流时，关断所述整流管，调制结束。
S1中，如图3所示，图3为本发明实施例提供的三态Boost电路t0时刻调制示意图，在预设的t0时刻，开通功率开关管Q1、功率MOSFET管Qr1及功率MOSFET管Qr2，使得主电感L因承受正向电压而通过主电感L的电流开始增加，辅助电感Lr因承受负向电压，通过辅助电感的电流Lr的电流开始减小。
S2中，如图4所示，图4为本发明实施例提供的三态Boost电路t1时刻调制示意图，当通过辅助电感的电流Lr减小为0时，关断功率MOSFET管Qr1及功率MOSFET管Qr2，此时时刻为t1，使得仅有主电感L在正向电压作用下电流增加，储存能量，电路进入普通Boost电路主开关闭合阶段，通过主电感L的电流变化率保持不变。
S3中，如图5所示，图5为本发明实施例提供的三态Boost电路t2时刻调制示意图，当通过主电感L的电流达到最大值，关断功率开关管Q1，此时时刻为t2，使得同步整流管Q2的体二极管续流，Q2管两端电压下降至接近0V，如图6所示，图6为本发明实施例提供的三态Boost电路t3时刻调制示意图，t3时刻同步整流管Q2导通。
S4中，如图7所示，图7为本发明实施例提供的三态Boost电路t4时刻调制示意图，当同步整流管Q2导通，主电感L因承受反向电压使得通过主电感L的电流逐渐减小，在预设的t4时刻，开通功率MOSFET管Qr1及功率MOSFET管Qr2，使得辅助电感Lr因承受正向电压而通过辅助电感Lr的电流上升，而通过主电感L的电流继续下降。
S5中，如图8所示，图8为本发明实施例提供的三态Boost电路t5时刻调制示意图，当通过辅助电感Lr的电流等于通过主电感L的电流时，为了避免输出电流反向流入输入直流电压源DC，关断同步整流管Q2，即同步整流管Q2的体二极管无反向恢复损耗，实现了零电流关断。
本发明实施例提供了一种三态Boost电路的调制方法，通过调制三态Boost电路的内部环流时间，使得电感电流内部续流，从而降低电感纹波电流，使同步整流管电流自然下降到零后再关闭，消除了反向恢复损耗。
在图2所述实施例的基础上，步骤S1包括：
开通所述功率开关管和所述双向开关管；
确定通过所述第一电感的电流变化率和通过所述第二电感的电流变化率。
在图2所述实施例的基础上，步骤S2包括：
基于第一电流变化率计算式，确定通过所述第二电感的电流；
当通过所述第二电感的电流为零时，关断所述双向开关管。
在上述实施例的基础上，所述第一电流变化率计算式为：
其中，iL为通过所述第一电感的电流、t为时间、uDC为所述电压源电压、L为所述第一电感大小，iLr为通过所述第二电感的电流、Lr为所述第二电感大小。
在图2所述实施例的基础上，步骤S3包括：
基于第二电流变化率计算式，确定通过所述第一电感的电流；
当通过所述第一电感的电流达到最大时，关断所述功率开关管，使得所述整流管导通。
所述整流管的体二极管导通，所述整流管的电压为0。
需要说明的是，所述同步整流管Q2的体二极管导通，同步整流管的电压为0的这段时间极短，是为了防止功率开关管Q1和同步整流管Q2直通短路而加入的死区时间。
本发明实施例通过加入死区时间，从而防止功率开关管Q1和同步整流管Q2直通短路，增加了三态Boost电路调制的稳定性。
在图2所述实施例的基础上，所述第二电流变化率计算式为：
其中，uDS4＝iL*RDS(on)、uDC为所述电压源电压、u0为初始电压、RDS(on)为导通电阻、t为时间、iLr为通过所述第二电感的电流、L为所述第一电感大小、Lr为所述第二电感大小。
在图2所述实施例的基础上，步骤S5包括：
基于第二电流变化率计算式，确定通过所述第一电感的电流和通过所述第二电感的电流；
当通过所述第一电感的电流等于通过所述第二电感的电流时，关断所述整流管，调制结束。
具体的，调制结束后，通过辅助电感Lr的电流与通过主电感L的电流在功率MOSFET管Qr1与功率MOSFET管Qr2中形成内部环流，由于Qr1与Qr2的沟道电阻极小，所以通过辅助电感Lr的电流与通过主电感L的电流基本不变，主电感L和辅助电感Lr的两端电压之和接近于0。
在图2所述实施例的基础上，步骤S5后，还包括：
获取所述三态Boost电路的区间占比情况，所述三态Boost电路的区间占比为：
t2-t0＝DcT
t5-t2＝DdisT
t0-t5＝DfT
DcT+DdisT+DfT＝1
其中，DcT为所述第一电感充电区间、DdisT为所述第一电感放电区间、DfT为所述第一电感和所述第二电感内部环流区间、t0为步骤S1时刻、t2为步骤S3时刻、t5为步骤S5时刻。
需要说明的是，相比于传统的Boost电路，三态Boost电路由于增加了辅助电感Lr、功率MOSFET管Qr1与功率MOSFET管Qr2构成的双向开关管，在稳态时，工作周期(时长T)分为三个主要区间，即主电感L充电区间DcT，主电感L放电区间DdisT，主电感L与辅助电感Lr环流区间DfT。在主电感L电流环流期间，电流在主电感L、功率MOSFET管Qr1、功率MOSFET管Qr2与辅助电感Lr中循环，功率开关管Q1、同步整流管Q2均关断，功率MOSFET管Qr1、功率MOSFET管Qr2开通。忽略死区时间和开关暂态过程，区间占比满足下式：
t2-t0＝DcT
t5-t2＝DdisT
t0-t5＝DfT
DcT+DdisT+DfT＝1
其中，t0为步骤S1时刻、t2为步骤S3时刻、t5为步骤S5时刻。
可以理解的是，由于DdisT恒定，因此可避免传统Boost电路单周期输出能量的骤变，输出电压超调和负调不易出现。
具体的，若电压源额定输入电压为30V，额定输出电压为50V，频率为50kHz，主电感L选择为42μH，辅助电感Lr为2μH，输出电容C0为80μF，阻性负载为10Ω，主电感L放电时间控制为恒定占空比DdisT等于0.3，按照图9所示的驱动波形图对三态Boost电路进行调制，图9为三态Boost电路的驱动波形示意图，根据公式计算电感的磁芯损耗：
P＝Kfe0fαΔBβV
其中，Kfe0为材料系数、α≈1.2-1.7、β≈2.6-2.8、B为磁感应强度。
调制后的三态Boost电路实测效率如图10所示，传统的Boost电路调制后效率如图11所示，对比可得，三态Boost电路调制后的效率要优于传统Boost电路调制后效率。
本发明实施例通过增加三态Boost电路的内部环流时间，从而减小电流纹波，使得磁感应强度变化量减小，磁芯损耗降低，并且在同样条件下调制后的三态Boost电路的效率要优于传统Boost电路。
最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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