基于SP型ICPT系统实现软开关条件的滑模控制方法与流程

本发明涉及自动化控制领域，尤其涉及一种基于感应耦合电能传输(icpt)系统实现软开关条件的滑模控制方法。

背景技术：

现有技术中，传统的感应电能传输系统控制算法没有基于原边的二阶滑模控制算法，没有建立针对原边串联-副边并联的感应电能传输系统的二阶直流等效模型，对于控制副边开关来调节输出端电压的控制器其效率问题无法解决，而且控制器对负载干扰敏感，同时受电路参数影响较大，不能快速的动态响应，而且现有技术的控制器设计中需要电流的采样值和积分项。传统控制器的感应电能传输系统的输出电压在负载扰动和耦合系数变化的情况下，需要相对较长的调节时间才能达到稳态。这就亟需本领域技术人员解决相应的技术问题。

技术实现要素：

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种基于sp型icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法。

为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，包括如下步骤：

s1，将谐振型感应电能传输系统的副边电路等效到原边电路，根据等效的原边电路求解原边谐振电流；

s2，将副边的感应电动势等效为受原边电流控制的电压源，同时经过傅里叶变换将副边整流电路等效为一个匝数比为的变压器；

s3，得到该谐振型感应电能传输系统的直流等效电路，根据该直流等效电路的差分方程，设定参考电压vref，将输出电压v和参考电压vref的差值定义为滑模变量的误差信号值s；

s4，设置动态参数值β，s的初始状态为负时，状态的切换条件为s≥βsm；s的初始状态为正时，状态的切换条件为s≤βsm，控制器结构是由两个能量注入状态和两个能量自谐振状态和一个初始状态组成；

s5，检测原边谐振电流的过零点，保证电路工作在软开关状态；

s6，根据动态参数值的实时更新，相轨迹在能量注入阶段的轨迹和能量自谐振阶段的轨迹相互切换，最终到达滑模面

所述的基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，优选的，所述s1包括：

其中，ω0-电路的自然频率，ω-谐振电路的工作频率，τ-谐振电路的时间常数，q-电路的品质因数，vp为原边电压，t为时间常数。

所述的基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，优选的，所述s3包括：

直流等效后的电路参数表达式为：直流电压为直流电感：lequ＝ls，直流电容：cequ＝cs，直流电阻：

其中

得到等效电路的差分方程表达式

所述的基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，优选的，所述s3还包括：

基于差分方程表达式，定义s＝vo-vref，vref为设置的参考电压，s的一阶二阶求导方程表示为

由上式可知，简化后的电路滑动动态的相对阶为2；

考虑使用二阶滑模控制器，因此，选取滑模面为将s的一阶二阶求导方程化简可得到下述表达式

为简便分析，将电路置于开路状态，icpt系统处于无阻尼状态，相当于为零；

对方程左右两边乘以并积分

设置变量将替换，得到

能量注入阶段，

能量自谐振阶段，

re，rf分别为能量注入阶段和能量自谐振阶段的相轨迹图的半径，它们的值均由电路的初始状态决定，假定初始值为s0，电路的模式的切换发生在βnsm，βn为0到1之间的一个常数，决定系统的趋近过程，sm为能量注入阶段的最小值，初始点为(s0，0)相轨迹图。

所述的基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，优选的，所述s4包括：

求出极限情况下的βn和βp，即经过一次切换，相轨迹达到滑模面

在实际电路中，为了防止输出电压的超调

同理，若初始点在右半平面，求出

同样，为防止输出电压超调

所述的基于icpt系统实现软开关条件的滑模控制方法，优选的，所述s5包括：

检测原边谐振电流的过零点，然后通过相位校正电路校正由于采样电路带来的相位误差，保证每次开关动作是在电流过零点时刻完成；在保证此条件下，再实现二阶滑模控制算法。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

该控制方案从原边进行控制，且该控制方法是在保证实现软开关基础上而实现的控制方法，提升了电路工作的效率。

提出的二阶滑模控制算法只需要输出电压的采样值和谐振电流的过零点，而不需要电流的具体值和任何积分项。

该控制算法对电路参数的不确定性，以及负载扰动具有较强的鲁棒性。

本控制算法同样适用于其他拓扑的icpt(感应耦合电能传输)电路。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1是本发明原边串联-副边并联的感应电能传输系统电路拓扑；

图2是本发明将副边等效到原边后的电路；

图3是本发明将感应电动势等效为初步副边等效电路图；

图4是本发明原边串联-副边并联的感应电能传输系统直流等效电路拓扑；

图5是本发明能量注入和自谐振相轨迹簇局部示意图；

图6是本发明初始点为(s0，0)相轨迹图；

图7二阶滑模的控制器的状态机图；

图8是本发明控制方法的二阶滑模趋近过程示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

本发明针对感应电能传输系统提出了实现软开关条件的二阶滑模控制方法。通过替换原边为直流源和简化副边整流电路的方法，建立了针对原边串联-副边串联的感应电能传输系统的二阶直流等效模型。并设计了一个通过控制原边开关来调节输出端电压的二阶滑模控制器，该控制器用数字状态机实现的。控制器的参数是通过简化后的直流模型推导出来的。该控制器对负载干扰和参数不确定性具有快速的动态响应性能和鲁棒性，同时在控制器的设计中不需要电流的采样值和积分项。系统的输出电压能够在负载扰动和耦合系数变化的情况下，用很少的开关动作达到稳态。其中图1为原边串联-副边并联的感应电能传输系统电路拓扑。注：vg-输入电压，cp-原边谐振电容，lp-原边谐振电感，rp-原边谐振电感、电容等效电阻值，cs-副边谐振电容，ls-副边谐振电感，rs-副边谐振电感、电容等效电阻值，lout-滤波电感，cout-滤波电容，re-虚线内元件等效电阻，m为原边电感与副边电感之间的互感。在m左侧为谐振型感应电能传输系统的原边，在m右侧为谐振型感应电能传输系统的副边，

其中谐振型感应电能传输系统包含相当数量的非线性开关，并且存在较多的储能元件，实际系统呈现出复杂高阶开关非线性行为，所以滑模控制策略对该系统具有较强适用性的控制方式。滑模控制相对于传统的控制方案的主要优势在于所具有的参变量的鲁棒性，而且它对无论是线性还是非线性系统参变量的扰动和负载的变化都具有不敏感性，具有良好的动态和稳态响应。

电路等效过程：将副边电路等效到原边，得到图2所示电路拓扑，将副边等效到原边后的电路。其中re为等效电阻。

通过该电路可以求解出原边谐振电流的表达式：

注：ω0-电路的自然频率，ω-谐振电路的工作频率，τ-谐振电路的时间常数，q-电路的品质因数。vp为原边电压，t为时间常数。

由此，将副边电路等效为如图3所示，其中voc(t)＝wmip(t)为副边的感应电动势，将感应电动势等效为受原边电流控制的电压源。形成初步副边等效电路图。同时，经过傅里叶变换可以将整流电路等效为一个匝数比为的变压器。经过等效以后，可以得到如图4所示，为整流等效后的副边电路。

nvoc等效感应电动势，is/n等效副边电流，ls、cs等效后的电感电容，cout滤波电容、lout滤波电感、rload负载电阻。

再进一步，我们得到电路的直流等效图，如图5所示，原边串联-副边并联的感应电能传输系统直流等效拓扑图。

图6是本发明能量注入和自谐振相轨迹簇局部示意图；

直流等效后的电路参数表达式为：直流电压为直流电感：ls，直流电容：cs，直流电阻：

其中

根据图5得到等效电路的差分方程表达式

基于差分方程表达式，定义s＝vo-vref，vref为设置的参考电压。s的一阶二阶求导方程表示为

由上式可知，简化后的电路滑动动态的相对阶为2。

考虑使用二阶滑模控制器，因此，选取滑模面为

设置变量将替换，我们得到

能量注入阶段，能量自谐振阶段，

re，rf分别为能量注入阶段和能量自谐振阶段的相轨迹图的半径，它们的值均由电路的初始状态决定。假定初始值为s0，电路的模式的切换发生在βnsm(βn为0到1之间的一个常数，决定系统的趋近过程)，即得到如图7所示，sm为能量注入阶段的最小值。sm为能量注入阶段的最大值。初始点为(s0，0)相轨迹图。为简化方程式所做的替换。

根据上述分析，基于二阶滑模的控制器的状态机图如图8所示，描述了控制器的工作原理。

由图中可知，该控制器需确定参数βn和δ，δ可根据电路中的开关器件的极限工作频率确定。因此，需要得到βn的值。从图7中看出，切换的最佳效果为在能量注入阶段切换到能量自谐振阶段后，相轨迹沿自谐振轨迹正好到达原点。此时可求出

在实际电路中，为了防止输出电压的超调

同理，若初始点在右半平面，可以求出

同样，为防止输出电压超调

(βn、βp为0到1之间的一个常数，决定系统的趋近过程，δ为迟滞常数，防止开关频率过高。)

控制算法的二阶滑模趋近过程所示，βn可以决定输出值到达参考值过程中，能量切换和自谐振之间切换的次数。其中，limittrajectories为极限运行轨迹，energyinjection为能量注入过程，freeoscillation为自由谐振过程，actualtrajectory为实际运行轨迹。

图1是本发明原边串联-副边并联的感应电能传输系统电路拓扑；

图2是本发明将副边等效到原边后的电路；

图3是本发明将感应电动势等效为初步副边等效电路图；

图4是本发明原边串联-副边并联的感应电能传输系统直流等效电路拓扑；

图5是本发明能量注入和自谐振相轨迹簇局部示意图；

图6是本发明初始点为(s0，0)相轨迹图；

图7二阶滑模的控制器的状态机图；

图8是本发明控制方法的二阶滑模趋近过程示意图。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中.在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。