本发明涉及电子与射频领域，特别是一种无线充电系统中的新型接收装置。
背景技术
现代有轨电车作为一种新型的公共交通工具，具有行驶速度快、建设成本低、周期短、节能环保等诸多优点，符合现代城市交通发展的需求，也可有效地提高人们出行的效率，并解决汽车尾气带来的污染问题。现代有轨电车作为公共交通工具，具有以下优势：
其一，便捷快速。有轨电车相比于现在的公交车辆，不仅在速度上有明显的优势，而且可提高乘客的舒服度，相比于现在公交系统更加快捷方便。
其二，成本低。一公里路面电车线所需的投资只是一公里地下铁路的三分之一到二十分之一。相比于地铁来说，无需在地下挖掘隧道，可节省成本。
其三，节能环保。有轨电车由于通过电力推动，车辆不会排放废气，是一种无污染的环保交通工具。
基于以上的优点，在大城市公共交通系统中，大力发展有轨电车是非常有优势的。然而，现代有轨电车的供电方式并不完美，主要有以下三种供电方式：
a、架空线供电方式。目前这种供电方式的技术比较成熟，但是由于架空线的存在，严重影响了整个城市的美观，而且由于高压电线裸露导体的存在，对行人的安全也构成一定的威胁。
b、第三轨供电方式。这种供电方式的成本低，但是全线埋地设备受环境的影响很大，且维护不便，维护成本相应较高。
c、车载储能装置供电方式。这种供电方式简单可靠，但是由于储能装畳的加入，会使列车体积大、能耗高，难以长距离的运行。
由此可见，有轨电车的供电技术是其关键技术之一，对其推广具有重要意义。而无线电能传输技术不仅可以在无电缆连接情况下直接给有轨电车充电，而且频繁使用时无接触磨损，更适合在潮湿的环境中使用，并且可以在有轨电车停靠站时方便的给车载储能装置进行充电从而可减少车载储能装置的体积和重量，因此将有可能成为其充电方式的第一选择。
传统的电能传输模式是电源与负载之间通过导体相连进行电能传输的，但随着社会用电设备越来越多用电频率也越来越髙，这种传统供电方式带来的弊端越来越明显，如容易产生插电火花、电线磨损、维护不便、建造费用高等。正是由于这些弊端的存在，推动了新型电能传输模式即无线电能传输技术的产生和发展。无线电能传输技术是在没有电气直接连接和物理直接接触的情况下，实现电能向负载的稳定性传输，使电源和用电设备么间实现完全的电气隔离，具有安全、灵活、可靠等传统电能传输方式不可比拟的优点，目前己经在家电以及工业领域得到了基本的推广和应用。
将无线电能传输技术与有轨电车相结合，符合现代城市轨道交通的发展趋势，具有重要的现实意义，且与其他供电方式相比有着其独特的优势：
(1)没有裸露的导体存在，感应耦合系统的能量传输不受尘土、污物、水等物质的影响；
(2)能量发射与接收部分无直接接触，可以保证电气绝缘；
(3)可以在停站或行驶中进行无线电能传输，充电方式灵活多样；
(4)无需架空线，对城市景观的负面影响小。
因此研究和发展现代有轨电车无线电能传输系统的接收装置有着重要的研究价值和意义。但是现有技术中尚无一种无线充电系统中的新型接收装置。
技术实现要素：
本发明所解决的技术问题在于提供一种无线充电系统中的新型接收装置。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种无线充电系统中的新型接收装置，包括依次相连的工频电网、原边整流电路、高频逆变电路、发射线圈电路、接收线圈电路、副边整流电路、buck电路和负载控制装置，原边整流电路将工频电网的交流电转化为直流电，直流电经过高频逆变电路形成高频的交流电，高频的交流电进入发射线圈电路，发射线圈电路与接收线圈电路之间形成电磁谐振式无限电能传输电路进行能量的传输，传输到副边的高频交流电经过副边整流电路后得到直流电压，buck电路对接收到的直流电压进行升降压变换得到负载控制信号。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明采用ss补偿拓扑相比于其他三种补偿拓扑来说最大的特点就是其原边补偿电容不受互感m的影响，在互感值发生变化的时候，此补偿拓扑也依然可以使系统正常工作在谐振点处，可保持系统的高效传输。2)本发明的工作频率和耦合线圈之间的互感值是可以人为改变的，而且这两种参数也是影响系统工作状态和稳定性的重要因素。3)本发明在传输距离变化时，耦合线圈的互感值变化应尽量大，更有利于系统调节互感值，使系统工作在理想状态。4)本发明输出额定功率的前提下，可提升耦合线圈传输效率，保证系统的高效运行。5)本发明在降低互感值时可以有效的实现系统输出额定功率。6)本发明可以调节输出信号的大小，得到理想的值。正由于该种无线充电系统中的新型接收装置放具有如上优点，将其应用于磁耦合谐振式无线电能传输系统中不仅能够提高前端能量的利用率还能够通过调节频率来解决系统因频率分裂现象而导致输出功率急剧下降的问题。本发明设计的无线充电系统中的新型接收装置按照传输方式为磁谐振式无限电能传输，采用谐振，满足传输距离的要求，其后的buck电路可控制输出信号的大小。
附图说明
图1为无线充电系统中的新型接收装置组成框图。
图2为无线充电系统中的新型接收装置原理图。
图3为双金属层电感的等效电路。
图4为六边形电感。
图5为八边行电感。
图6为方形电感。
图中编号所代表的含义为：1为工频电网，2为原边整流电路，3为高频逆变电路，4为发射线圈电路，5为接收线圈电路，6为副边整流电路，7为buck电路，8为负载控制信号。
具体实施方式
本发明的一种无线充电系统中的新型接收装置，包括依次相连的工频电网1、原边整流电路2、高频逆变电路3、发射线圈电路4、接收线圈电路5、副边整流电路6、buck电路7和负载控制装置8，原边整流电路2将工频电网1的交流电转化为直流电，直流电经过高频逆变电路3形成高频的交流电，高频的交流电进入发射线圈电路4，发射线圈电路4与接收线圈电路5之间形成电磁谐振式无限电能传输电路进行能量的传输，传输到副边的高频交流电经过副边整流电路6后得到直流电压，buck电路7对接收到的直流电压进行升降压变换得到负载控制信号8。
所述的原边整流电路2中第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4形成全桥电路，第一电容c1并联在全桥电路侧，mos管并联在输出口，第一电感l1串联在第一电容c1和mos管之间，电容c0并联在输出端，第五二极管d5在电容c0和mos管之间作续流。
所述的高频逆变电路3中第一三极管q1和第六二极管d6、第二三极管q2和第七二极管d7、第三三极管q3和第八二极管d8、第四三极管q4和第九二极管d9两者并联，再形成全桥电路。
所述的发射线圈电路4由第四电容c4、第二电感l2、第五电感l5串联构成。
所述的接收线圈电路5由第一电阻r1、第二电容c2、第三电感l3串联构成。
所述的副边整流电路6由二极管形成桥式电路再并联c3构成。
所述的buck电路7由m1和第四电感l4串联在电路中，在m1和第四电感l4之间连第十二极管d10的负端。
本发明采用ss补偿拓扑相比于其他三种补偿拓扑来说最大的特点就是其原边补偿电容不受互感m的影响，在互感值发生变化的时候，此补偿拓扑也依然可以使系统正常工作在谐振点处，可保持系统的高效传输。
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
1.无线充电系统中的新型接收装置
无线充电系统中的新型接收装置有多种不同传输结构，主要差别在于传输原理的不同，本发明采用的是使用磁谐振式传输方式，其电路原理图如图2所示。
工频电网1，原边整流电路2(由d1、d2、d3、d4形成全桥电路，c1并联在全桥电路侧，mos并联在输出口，l1串联在c1和mos之间，c0并联在输出端，d5在c0和mos之间作续流)，高频逆变电路3(由q1和d6、q2和d7、q3和d8、q4和d9两者并联，再形成全桥电路)，发射线圈电路4(由c4、l2、l5串联构成)，接收线圈电路5(由r1、c2、l3串联构成)，副边整流电路6(由二极管形成桥式电路再并联c3)，buck电路7(由m1和l4串联在电路中，在m1和l4之间连d10的负端构成)，负载控制信号8。
主要元器件：整流电路二极管电容电感和mos管、高频逆变电路igbt和二极管、发射线圈电路电感电容、接收线圈电路电阻电感电容、buck电路mos管电感和二极管。
无线充电系统中的新型接收装置为了实现最大效率的输出，其必须满足一下设计：
2.整流电路和高频逆变电路设计
电动汽车动态模式无线电能传输系统中功率变换器主要有两类，一部分是用于ac－dc的高频整流装置，另外是驱动初级绕组的高频交流电源。系统能否高效传输取决于系统是否工作在谐振状态下，要保持电源和传输绕组之间的频率一致，尤其是在大功率应用上，不仅要提供足够的输出功率，还有具有相应的输出频率，因而高频电源是整个装置设计的关键一环。目前在兆赫兹级别下能够实现大功率电源的主要方式有振荡式、逆变电路和功率放大器。同时，一些在较低频率下可忽略的寄生参数，在高频下将对电路的性能产生重要影响，尤其是电磁器件的涡流、漏感、导线的交流阻抗和分布电容，在高频和低频下表现都有很大不同。由于电动汽车动态模式供电系统要求的传输功率较大，同时受电力电子器件的限制，系统工作频率一般在几十khz到几千khz不等，频率越髙，大功率的输出就越难实现，因此更适合采用逆变电路，今后的分析都是基于逆变展开。为了同时满足输出功率和频率可控，目前设计采用全桥式逆变电路。
3.发射线圈与接收线圈电路设计
工频电网经过工频整流及支撑电容滤波后变为直流电源，后经过高频逆变驱动耦合线圈谐振，将电能转换成原边耦合线圈中的电场能和磁场能，电场能量储存在谐振电容中，磁场能量储存在耦合线圈中，此时电场能量和磁场能量相等，并且会随系统工作频率周期性的转化。
原边耦合线圈产生的磁场能量，通过耦合线圈之间的互感作用，转换成副边耦合线圈中的电场能量，且由于副边耦合线圈在相同频率下谐振，则电场能量在耦合线圈与谐振电容之间相互交换。
电场能量通过电路供给负载消耗，由于原副边耦合线圈谐振频率相同，因此可将能量源源不断地从电源传输到负载。
平面螺旋电感器
平面螺旋电感器的几何形状，平面螺线电感是应用最广泛的射频集成电感。图4，5，6是六边形、八边形、方形平面螺旋电感。圆形平面螺旋电感的导线长度比相同外径d的方形螺旋电感短，品质因数高10％左右。平面螺旋电感由低阻金属导线(铝、铜、金或银)，厚度为tox的二氧化硅层和硅基板构成。嵌入二氧化硅层中的金属层作为金属螺旋线，最顶层的金属层通常最厚，从而导电性最好，而且最顶层的金属层和硅基板间的间距较大减小寄生电容c＝∈am/tox，增加了自谐振频率
方形、矩形、六边形、八边形和环形是常用的螺旋电感结构。通常六边形和八边形螺旋电感每匝的电感值和串联电阻比方形螺旋电感小。六边形和八边形结构占据的芯片面积较大，故这两种结构很少应用。
只有具备两层或多层金属工艺的条件下才能制备平面螺旋集成电感，原因是平面螺旋电感的内连接需要一层与螺旋导线层的金属层来连接。方形电感形状与ic布局工具最兼容。很容易利用曼哈顿(manhattan)架构的物理布局工具(如magic)进行设计。六边形、八边形和高阶多边形螺旋电感的品质因数qlo比方形电感大。
集成电感的重要参数有电感值ls、品质因数qlo和自谐振频率fr。典型的电感值为1～20nh，品质因数为5～20，自谐振频率为2～20ghz。品质因数q低是平面螺旋电感存在的主要问题。电感的几何参数有线圈匝数n、金属导线宽度w、金属导线高度h、线圈匝与匝之间的距离s、内径d、外径d、硅基板的厚度tsi、金属导线和底层电极间的氧化层厚度tuox。最顶层的金属层通常用来制造集成电感，因为它是最厚的金属层，电阻最小，并且最顶层与基板间的间距最大，从而减小了寄生电容。
低电阻的惰性金属(如金)是集成电感优选的金属导体材料，其他低电阻金属如铜和银在硫和潮湿环境中的电阻相差较大。作为贵金属铂的价格是金的两倍且电阻率大。金属导线厚度h应该大于2δ，其中一个趋肤深度δ在导线顶部，另一个趋肤深度δ在导线底部。磁通的方向垂直与基板。磁场穿透基板并在其中感生涡流，所以高电导率的基板往往会降低电感的品质因数qlo。优化螺旋几何形状和金属导线宽度能减小导线的欧姆电阻和基板的寄生电容。为了减小基板中的功率损耗，基板可以用高电阻的二氧化硅[如硅绝缘体(soi)]，厚介电层，或者厚的、多层导体线制作。
方形平面电感
螺旋电感的总电感值等于各直线段导体自感与各直线段导体间互感之和。如果两平行直线段导体中的电流方向相同，互感是正的。反之，如果两平行直线段导体中的电流方向相反，互感则是负的。相互垂直导体的互感是零。方形螺旋电感中相邻平行直线段导体中的电流方向相同，因此电感值较大。
已有几个表达式可以用来估计射频螺旋平面电感的电感值。通常，平面螺旋电感的电感值随线圈匝数n和电感面积a的增加而增加，随金属导线与接地面之间距离的减小而减小。
面积为a任意形状(如方形、矩形、六边形、八边行或环形)单回路导线的电感值为
因此，半径为r的单匝圆形回路电感电感值为
l≈πμ0r＝4π2×10-7r＝4×10-6r(h)(2)
例如，r＝1mm，l＝4nh。
经常在集成电路中应用的n匝任意平面螺旋电感的电感值为
l≈πμ0rn2＝4π2×10-7rn2＝4×10-6rn2(h)(3)
其中，n是线圈匝数，r是螺旋半径。
bryan公式
bryan经验公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为
其中，最外层直径为
d＝d+2nw+2(n-1)s(5)
式中，n是线圈匝数，d和d分别是电感的最外层和最内层直径，单位是m。
wheeler公式
wheeler修正公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为
其中，
d＝d+2nw+2(n-1)s(7)
所有尺寸单位是m。用n，w和s表示的电感值为
greenhouse公式
greenhouse公式给出的方形平面螺旋电感的电感值为
所有尺寸单位是m。
grover公式
方形或导线横截面积为矩形的矩阵平面螺旋电感的电感表达式为
其中导线长度为
l＝2(d+w)+2n(2n-1)(w+s)(11)
外径为
d＝d+2nw+2(n-1)s(12)
h是金属导线的高度。l,w,s,h的单位是m。这个方程和直线导体电感的表达式是一样的。
grover公式只考虑了自感而忽略了导线间的互感。
rosa公式
方形平面螺旋电感的电感值表达式为
所有尺寸单位是m。
granin公式
平面螺旋电感的电感值经验表达式为(电感值在5～50nh时误差<10％)
其中，am是金属导线面积，atot是总的电感面积，w是导线宽度，s是导线间距。所有尺寸单位是m。
单项式公式
方形平面螺旋电感的电感值数据拟合单项式经验表达式为
所有尺寸单位是μm。
jenei公式
总的电感值包括自感lself、正的互感m+。
4.buck电路的设计：
采用固定占空比控制时，双向buck/boost变换器输出侧解耦电容的利用率为：
显然，采用定占空比控制的功率解耦方案时，电容利用率并没有增加。其减小储能电容容值是通过增加解耦电容峰值电压标幺值
由于双向buck/boost功率解耦电路通常工作在欠补偿状态，pfc变换器输出侧的滤波电容co处理少量的纹波功率，绝大部分纹波功率通过功率解耦电路转移到解耦电容上。因而实际解耦电容所需的电压波动与pfc电路输出电压波动是一致的。要增大解耦电容电压波动，可通过引入与pfc变换器输出电压波动一致的调制波来实现。其电路结构如图4所示。
定义开关s1的导通比为d，s1、s2互补导通。当pfc变换器输出电压增加时，双向buck/boost功率解耦电路的占空比也增大，其输出侧的解耦电容电压上升，由pfc电路转移到解耦电容cs上的功率增大(或s2的导通比减小，由解耦电容cs转移到pfc电路上的功率减小)，使得pfc变换器输出电压降低。当pfc变换器输出电压减小时与之类似。可见，通过基于pfc输出电压波动的前馈控制，可以使双向buck/boost电路补偿pfc变换器中因储能电容容值减小而引起的输出电压纹波，从而实现功率解耦，实现无电解电容。
本发明采用ss补偿拓扑相比于其他三种补偿拓扑来说最大的特点就是其原边补偿电容不受互感m的影响，在互感值发生变化的时候，此补偿拓扑也依然可以使系统正常工作在谐振点处，可保持系统的高效传输。