一种开关电源及其软启动电路的制作方法

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源及其软启动电路。

背景技术

开关电源，由于高转换效率、高功率密度，已经被大量使用在各种供电场合。由于开关电源中后级变换器的功率变换部件工作在高频，因此通常在后级变换器的输入端设置一个滤波电容c，以滤除高频噪声，改善对外的电磁干扰；图1所示为常见的开关电源的结构示意图。

参见图1，在开关k0闭合、交流市电ac接入的开机瞬间，将会产生一个充电电流ich，经滤波电感l、整流桥，对滤波电容c充电；由于这个充电回路的电阻性阻抗非常小，且交流市电ac的相位是随机的、在开机瞬间有可能处在接近90度的ac电压峰值附近，因此导致该充电电流ich的峰值可能较大，如达数安培或十安培以上，成为开关电源的开机浪涌电流，对开关电源输入端器件产生较大的电流应力，甚至可能导致这些器件的损坏。另外，在该开机浪涌电流流经滤波电感l时，滤波电感l将会产生储能，这个储能释放时产生的电流也会流经整流桥并对滤波电容c充电。在此情况下，滤波电容c上的电压幅度表现为明显的欠阻尼过冲响应，该电压的峰值有时高达700v，成为开关电源的开机浪涌电压。由于该滤波电容c上的电压也即后级变换器的工作电压，而工作电压过高容易导致后级变换器中的器件承受过高的电压应力而发生永久性损毁。图2所示为开关电源在t0时刻开机的波形展示。

为了避免较大的开机浪涌电流和开机浪涌电压损坏器件，参见图3，现有技术在图1的基础上，在开关电源输入端串入一个负温度系数的热敏电阻ntc。当开关k0闭合瞬间，通过热敏电阻ntc的阻值限制滤波电容c的充电电流的幅度，从而在一定程度上降低了开机浪涌电流的幅度。但是由于热敏电阻ntc所用材料电阻率的局限性，以及考虑到热敏电阻ntc的工作功耗，热敏电阻ntc阻值通常选择范围只能为10到20欧姆，这个阻值不足以显著减小浪涌电流的幅度，进而也不足以显著减小整流桥后滤波电容上的开机浪涌电压的幅度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种开关电源及其软启动电路，以解决现有技术无法有效减小开机浪涌电流和开机浪涌电压的问题。

为了实现上述目的，本发明实施例提供的技术方案如下：

一种开关电源的软启动电路，连接于开关电源的滤波电容与参考地之间；所述开关电源的软启动电路包括：控制单元、通断开关、第一电阻、第二电阻及第三电阻；其中：

所述第一电阻与所述第二电阻串联连接于所述滤波电容与参考地之间，串联的连接点与所述控制单元的第一输入端相连；

所述通断开关与所述第三电阻串联连接于所述滤波电容与参考地之间；

所述第二电阻与所述第三电阻均与参考地相连；

所述第一电阻与所述第二电阻的阻值之和大于等于100千欧姆；

所述控制单元用于根据第一输入端接收的电压采样信号，生成控制信号并输出至所述通断开关的控制端，以在所述开关电源上电之后的初始阶段内使所述通断开关保持关断状态，控制所述通断开关在所述开关电源上电之后的调节阶段内以预设规律导通和关断、使所述滤波电容间断性地在预设压差下进行充电，并控制所述通断开关在所述滤波电容上的电压满足预设条件之后、所述开关电源上电之后的锁定阶段内导通后即保持导通状态。

优选的，所述初始阶段、所述调节阶段及所述锁定阶段均以相应的预设时长进行划分；

或者，所述预设条件为所述电压采样信号的幅度小于预设幅度。

优选的，所述第一电阻与所述第二电阻的阻值之比小于预设比值。

优选的，所述预设规律为：在所述电压采样信号下降到基准电压参考信号时，控制所述通断开关导通；并在预设导通时长之后，控制所述通断开关关断。

优选的，所述通断开关与所述第三电阻串联的连接点与所述控制单元的第二输入端相连；

所述控制信号是所述控制单元根据第一输入端接收的电压采样信号和第二输入端接收的电流采样信号而生成的；

所述预设规律为：在所述电压采样信号下降到基准电压参考信号时，控制所述通断开关导通；并在所述电流采样信号过零时，控制所述通断开关关断；

或者，所述预设规律为：在所述电压采样信号下降到基准电压参考信号时，控制所述通断开关导通；并在预设导通时长之后，或者所述电流采样信号过零时，控制所述通断开关关断。

优选的，所述控制单元包括：第一滞环比较器、第一启动定时器、第一单稳态定时器、第一d触发器及第一或门；其中：

所述第一滞环比较器的同相输入端接收所述电压采样信号；

所述第一滞环比较器的反相输入端接收所述基准电压参考信号；

所述第一滞环比较器的输出端与所述第一单稳态定时器的输入端相连；

所述第一启动定时器的输出端与所述第一d触发器的数据端相连；

所述第一单稳态定时器的输出端与所述第一d触发器的上升沿触发端及所述第一或门的一个输入端相连；

所述第一d触发器的输出端与所述第一或门的另一个输入端相连；

所述第一或门的输出端输出所述控制信号。

优选的，所述预设规律为：在所述电压采样信号下降到基准电压参考信号时，控制所述通断开关导通；并在所述电流采样信号过零时，控制所述通断开关关断时，所述控制单元包括：第二滞环比较器、第一过零比较器、第二启动定时器、边沿触发器、第二d触发器及第二或门；其中：

所述第二滞环比较器的同相输入端接收所述电压采样信号；

所述第二滞环比较器的反相输入端接收所述基准电压参考信号；

所述第二滞环比较器的输出端与所述边沿触发器的置位端相连；

所述第一过零比较器的输入端接收所述电流采样信号；

所述第一过零比较器的输出端与所述边沿触发器的复位端相连；

所述第二启动定时器的输出端与所述第二d触发器的数据端相连；

所述边沿触发器的输出端与所述第二d触发器的上升沿触发端及所述或门的一个输入端相连；

所述第二d触发器的输出端与所述第二或门的另一个输入端相连；

所述第二或门的输出端输出所述控制信号；

所述预设规律为：在所述电压采样信号下降到基准电压参考信号时，控制所述通断开关导通；并在预设导通时长之后，或者所述电流采样信号过零时，控制所述通断开关关断时，所述控制单元包括：第三滞环比较器、第二过零比较器、第三启动定时器、第二单稳态定时器、第三d触发器、第三或门及第四或门；其中：

所述第三滞环比较器的同相输入端接收所述电压采样信号；

所述第三滞环比较器的反相输入端接收所述基准电压参考信号；

所述第三滞环比较器的输出端与所述第二单稳态定时器的输入端相连；

所述第二单稳态定时器的输出端与所述第三或门的一个输入端相连；

所述第二过零比较器的输入端接收所述电流采样信号；

所述第二过零比较器的输出端与所述第三或门的另一个输入端相连；

所述第三启动定时器的输出端与所述第三d触发器的数据端相连；

所述第三或门的输出端与所述第三d触发器的上升沿触发端及所述第四或门的一个输入端相连；

所述第三d触发器的输出端与所述第四或门的另一个输入端相连；

所述第四或门的输出端输出所述控制信号。

优选的，所述控制单元为：单片机或者可编程序逻辑控制器plc。

优选的，所述控制单元设置于集成电路芯片上，或者所述控制单元与所述通断开关均设置于集成电路芯片上。

一种开关电源，包括：滤波电感、市电开关、整流桥、滤波电容、后级变换器及上述任一所述的开关电源的软启动电路；其中：

交流市电分别经过所述滤波电感及所述市电开关与所述整流桥的两个输入端相连；

所述整流桥的输出端正极依次通过所述滤波电容和所述开关电源的软启动电路，与所述整流桥的输出端负极和参考地相连；

所述后级变换器与所述滤波电容并联。

本申请提供一种开关电源的软启动电路，通过控制单元输出至通断开关控制端的控制信号，使通断开关在开关电源上电之后的初始阶段内保持关断状态，此时通过与滤波电容串联的大阻值的第一电阻和第二电阻的限制，使得滤波电容的充电电流保持在很小的范围内、充电电压缓慢增长；并控制通断开关在开关电源上电之后的调节阶段内以预设规律导通和关断、使滤波电容间断性地在预设压差下进行充电，以保证每次充电电流都很小、充电电压呈现逐个周期的台阶爬升；最后控制通断开关在滤波电容上的电压满足预设条件之后、开关电源上电之后的锁定阶段内导通后即保持导通状态，使后级变换器进入正常工作状态之前滤波电容也不会出现大的充电电流和充电电压阶跃。本电路通过该控制单元的控制，使得开关电源在上电之后的上述阶段内，其滤波电容上的充电电流较小、充电电压能够逐步增加，有效减小了开关电源的开机浪涌电流和开机浪涌电压。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的一种开关电源的结构示意图；

图2为现有技术提供的开关电源开机时的波形示意图；

图3为现有技术提供的开关电源的结构示意图；

图4为现有技术提供的开关电源的结构示意图；

图5为本申请实施例提供的开关电源的结构示意图；

图6为本申请另一实施例提供的开关电源的结构示意图；

图7为本申请另一实施例提供的开关电源上电之后初始阶段的波形示意图；

图8为本申请另一实施例提供的开关电源上电之后调节阶段的波形示意图；

图9为本申请另一实施例提供的开关电源上电之后进入锁定阶段的波形示意图；

图10为本申请另一实施例提供的控制单元的结构示意图；

图11为本申请另一实施例提供的开关电源上电之后调节阶段的波形示意图；

图12为本申请另一实施例提供的控制单元的结构示意图；

图13为本申请另一实施例提供的控制单元的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种开关电源的软启动电路，以解决现有技术无法有效减小开机浪涌电流和开机浪涌电压的问题。

具体的，该开关电源的软启动电路，参见图5，连接于开关电源的滤波电容c与参考地之间；开关电源的软启动电路如图5中的虚线框内所示包括：控制单元、通断开关k1、第一电阻r1、第二电阻r2及第三电阻r3；其中：

第一电阻r1与第二电阻r2串联连接于滤波电容c与参考地之间，串联的连接点与控制单元的第一输入端相连；

通断开关k1与第三电阻r3串联连接于滤波电容c与参考地之间；

第二电阻r2与第三电阻r3均与参考地相连；

第一电阻r1与第二电阻r2的阻值之和大于等于100千欧姆；较佳的，第一电阻r1与第二电阻r2的阻值之和可以取百千欧姆级或者兆欧姆级；此处不做具体限定，视其具体应用环境而定，均在本申请的保护范围内。

控制单元用于根据第一输入端接收的电压采样信号vs1，生成控制信号并输出至通断开关k1的控制端，以在开关电源上电之后的初始阶段内使通断开关k1保持关断状态，控制通断开关k1在开关电源上电之后的调节阶段内以预设规律导通和关断、使滤波电容c间断性地在预设压差下进行充电，并控制通断开关k1在滤波电容c上的电压满足预设条件之后、开关电源上电之后的锁定阶段内导通后即保持导通状态。

通断开关k1可以是场效应管，或双极型晶体管，或绝缘栅型场效应晶体管，或可控硅器件等开关型器件，此处不做具体限定，视其具体应用环境而定，均在本申请的保护范围内。

具体的工作原理为：

通过控制单元输出至通断开关k1控制端的控制信号，使通断开关k1在开关电源上电之后的初始阶段内保持关断状态，此时通过与滤波电容c串联的大阻值的第一电阻r1和第二电阻r2的限制，使得滤波电容c的充电电流保持在很小的范围内、充电电压缓慢增长；并控制通断开关k1在开关电源上电之后的调节阶段内以预设规律导通和关断、使滤波电容c间断性地在预设压差下进行充电，以保证每次充电电流都很小、充电电压呈现逐个周期的台阶爬升；最后控制通断开关k1在开关电源上电之后的锁定阶段内导通后即保持导通状态，使后级变换器进入正常工作状态之前滤波电容c也不会出现大的充电电流和充电电压阶跃。

优选的，其初始阶段、调节阶段及锁定阶段均以相应的预设时长进行划分，即该预设条件为调节阶段持续时间达到相应的预设时长。在具体的实际应用中，可以根据分析或者实验得到合适的预设时长，再通过控制单元对各个阶段的预设时长进行设置；比如，在初始阶段，控制单元的输出使得通断开关k1保持关断状态；在初始阶段起始后的几十毫秒后，控制单元开始工作，控制通断开关k1间断导通，使开关电源进入调节阶段；通过调节阶段一段预设时长的调节，可以是几个毫秒到几秒钟，根据实际需要而设定，其电压采样信号的幅度应已小于预设幅度，滤波电容c上的电压(交流市电ac减去第一电阻r1和第二电阻r2上的分压)逐步上升到合适的电压，后级变换器将进入正常工作状态，此时控制单元控制通断开关k1导通后即常通，使该开关电源将进入锁定阶段。

或者，该预设条件为电压采样信号的幅度小于预设幅度，即锁定阶段以电压采样信号vs1的幅度小于预设幅度的时刻为起始时刻。电压采样信号vs1的幅度小于预设幅度，说明滤波电容c上的电压已上升到合适的电压，后级变换器可以进入正常工作状态，控制单元将控制该开关电源将进入锁定阶段。

对于上述各个阶段的划分，可以根据具体的实际应用环境通过控制单元进行设定，此处不做具体限定，均在本申请的保护范围内。

值得说明的是，现有技术中也存在图4所示的技术方案：当开关k0闭合、电源上电时，通过延时单元首先控制开关k1保持断开，则交流市电ac对滤波电容c的充电回路中，包含了一个串联电阻r，这个电阻r的阻值通常选择几百欧姆，足以限制充电电流的幅度，从而抑制产生过大的开机浪涌电流与开机浪涌电压。经过延时单元设定的一个延时时间后，延时单元再控制开关k1闭合，从而减小电阻r上可能产生的过大功耗。在此之后，后级变换器开始工作，后级变换器工作时所需的工作电流流经开关k1，而不经过电阻r。但是图4所示的现有技术方案中，当开关k1经延时闭合时，充电回路的阻抗再次变小，仍然会产生一个稍小的浪涌电流。

与现有技术相比，本实施例提供的该开关电源的软启动电路，通过该控制单元的控制，使得开关电源在上电之后的上述各个阶段内，其滤波电容c上的充电电流均较小、充电电压能够逐步增加，进而实现将开关电源的开机浪涌电流幅度进行显著的抑制，同时，使得后级变换器工作所需的滤波电容c两端的电压呈现缓慢的上升，从而也消除了滤波电容c两端的浪涌电压过冲现象。在此控制过程中，不会出现电子器件承受过大的电流应力或电压应力的情况，也即，通过上述软启动过程，能够提高电源产品的可靠性。

值得说明的是，能够实现上述功能的控制单元，可以是根据具体应用环境进行不同具体设置的多种形式，尤其是针对调节阶段的预设规律，该控制单元的具体实现形式可以有多种。

比如，在上述实施例及图5的基础之上，参见图6，通断开关k1与第三电阻r3串联的连接点与控制单元的第二输入端相连；

此时，该控制信号是控制单元根据第一输入端接收的电压采样信号vs1和第二输入端接收的电流采样信号vs2而生成的；

相应的预设规律为：在电压采样信号vs1下降到基准电压参考信号时，控制通断开关k1导通；并在电流采样信号vs2过零时，控制通断开关k1关断。

具体的，在初始阶段，市电开关k0闭合，此时控制单元尚未开始工作，控制单元输出的控制信号为低电平，通断开关k1为关断状态。在此阶段，交流市电ac对滤波电容c的充电回路中包含了第一电阻r1和第二电阻r2，由于第一电阻r1和第二电阻r2的阻值之和比较大，大于等于100千欧姆，比如1兆欧姆以上，使得对滤波电容c的充电电流非常小，小于1毫安。因此，使得在交流市电ac接入的瞬间，完全不存在开机浪涌电流；同时，由于第一电阻r1和第二电阻r2的大阻值，使得对滤波电容c充电的时间常数很大，因而滤波电容c是被缓慢充电，其上的电压是缓慢上升的，从而完全消除了开机瞬时的浪涌电压过冲现象。

图7所示为该开关电源在初始阶段的信号波形图，交流市电ac的正弦电压(图7中的第一个波形)经滤波电感l、整流桥、串联的第一电阻r1和第二电阻r2，对滤波电容c充电，由于第一电阻r1和第二电阻r2的阻值之和较大，充电电流很小，且充电回路具有较大的时间常数，使得滤波电容c两端的电压呈现缓慢上升的过程(图7中的第二个波形)。

由于交流市电ac为工频(50或60赫兹)，高频滤波电感l上的压降可以忽略不计，整流桥中的整流二极管的导通压降可以忽略不计。因而，在通断开关k1保持关断的情况下，其一端对参考地的电压，也即滤波电容c与第一电阻r1连接点处的电压，可以表达为交流正弦市电电压(经过整流)减去滤波电容c两端电压得到的电压，即图7中的第三个波形。这个波形的特征为一个经过整流的带有死区时间的局部正弦波，并且随着滤波电容c由于充电而导致的两端电压逐渐升高，这个局部正弦波的死区时间逐渐增大、幅度逐渐下降。

图7中的第四个波形为第一采样电阻r1与第二电阻r2连接点处对参考地的电压波形，也即送至控制单元第一输入端的电压采样信号vs1的波形，其只是图7中第三个波形经过第一电阻r1和第二电阻r2的简单分压后得到的波形。

在此初始阶段，由于控制单元输出的控制信号保持低电平，使得通断开关k1保持关断状态，因而与通断开关k1串联的电流采样电阻，即第三电阻r3，采样到的信号始终为零，即送至控制单元第二输入端的电流采样信号vs2始终为零。该电流采样信号vs2为一个通过电压值表征流过通断开关k1的电流值的信号。

在上述初始阶段，已经完全消除了开机瞬间的浪涌电流与浪涌电压，但开关电源还需要让后级变换器开始工作，并且要实现在后级变换器开始工作之前的任何时间段，均不会出现浪涌电流和浪涌电压。因此，需要使该开关电源进入接下来的调节阶段。

具体的实际应用中，可以通过控制单元经过适当的延时等待时间后，如几十毫秒，开始工作，使开关电源进入调节阶段。

当控制单元开始工作，调节阶段具体的时序波形参见图8。结合图5描述的开关电源的结构示意图，图8中的每个波形的说明如下：

#1波形为开关电源接收的交流市电ac的电压波形；

#2波形为开关电源接收的交流市电ac的电流波形；

#3波形为滤波电容c两端的电压波形，这个电压用于给后级变换器供电；

#4波形为通断开关k1的一端相对参考地的电压波形，即滤波电容c与第一电阻r1连接点处对参考地的电压波形；

#5波形为经电阻分压后送至控制单元第一输入端的电压采样信号vs1波形；

#6波形为控制单元输出的控制信号的波形，该控制信号送至通断开关k1的控制端；

#7波形为与通断开关k1串联的第三电阻r3上的电压信号，也即电流采样信号vs2，送至控制单元的第二输入端；

调节阶段中，控制单元首先将输出的控制信号保持低电平，使得通断开关k1保持关断状态，同时监测电压采样信号vs1的下降过程。控制单元将接收到的电压采样信号vs1和控制单元内部的基准电压参考信号vref1进行比较，见图8中的第5个波形。

当出现电压采样信号vs1低于基准电压参考信号vref1信号时，对应图8中的t1时刻，控制单元输出的控制信号变成高电平，使得通断开关k1进入导通状态。当通断开关k1保持导通状态时，由于通断开关k1的导通电阻很小，同时与之串联的第三电阻r3的阻值也很小，使得通断开关k1的一端的电位被拉低到几乎等于参考地，因而第一电阻r1和第二电阻r2近乎接地，电压采样信号vs1近似等于零。

从t1时刻开始，控制单元输出的控制信号转换为高电平，该高电平使得通断开关k1进入导通状态，随之交流市电ac因通断开关k1的导通而对滤波电容c产生充电。由于第三电阻r3与通断开关k1的串联，使得该充电电流在第三电阻r3上生成一个电流采样信号vs2，该信号被送至控制单元的第二输入端。在上述的充电过程中，随着滤波电容c两端电压的上升，充电电流逐渐减小。当滤波电容c两端电压被充电至与交流市电ac相同的电压值时，充电过程结束，充电电流下降至零。控制单元在此充电过程中始终监测着反映充电电流变化的电流采样信号vs2。当电流采样信号vs2下降至零的时刻，控制单元输出的控制信号产生低电平，从而关闭通断开关k1。

从控制单元输出的控制信号转换为高电平使得通断开关k1导通的时刻t1，一直到控制单元输出的控制信号转换为低电平使得通断开关k1关断的t2时刻，这段时间就是通断开关k1的导通时间，称为ton。上述过程可以参见图8中的#5、#6、#7波形。

在上述的t1时刻，即电压采样信号vs1即将开始低于基准电压参考信号vref1的时刻，此时通断开关k1即将开始导通，但尚未导通。此时由于电压采样信号vs1为一个正的电压信号，且电压采样信号vs1来自于通断开关k1一端的电压经过第一电阻r1和第二电阻r2的分压，这意味着在t1时刻，通断开关k1的一端对参考地存在一个正电压。参见图5，通断开关k1一端对参考地的电压，等于交流市电ac电压减去滤波电容c两端电压得到的电压，再减去滤波电感l和整流桥压降，而滤波电感l和整流桥压降相对很低可以忽略，因此，可以理解为，在t1时刻，通断开关k1一端对参考地的电压值表征了交流市电ac此刻的电压瞬时值与滤波电容c两端此刻电压值的差值。由此，控制单元监测到的电压采样信号vs1为正电压，说明在此刻交流市电ac的瞬时值大于滤波电容c两端的电压值，且其差值可以由如下公式表达：

vac(t1)-vc(t1)＝vref1×(1+r1/r2)

其中，vac(t1)表示在t1时刻交流市电ac的电压瞬时值，vc(t1)表示在t1时刻滤波电容c两端的电压值。

根据上式，在t1时刻，交流市电ac与滤波电容c两端电压之间存在电压差vac(t1)-vc(t1)，因此，紧接着，当控制单元输出的控制信号转换为高电平使得通断开关k1进入导通状态时，必然会产生一个交流市电ac对滤波电容c的充电过程，以及对应的一个充电电流。

根据上式，由于基准电压参考信号vref1是恒定为常数的基准值，比如1.2，使得该电压差vac(t1)-vc(t1)仅取决于第一电阻r1和第二电阻r2的阻值之比。因此，适当地选择第一电阻r1和第二电阻r2的阻值之比为一个比较小的值，即通过阻值选择使第一电阻r1与第二电阻r2的阻值之比小于预设比值，就可以让上述电压差vac(t1)-vc(t1)的结果为一个比较小的值，这意味着，当通断开关k1在导通瞬时，交流市电ac电压瞬时值相比滤波电容c两端电压瞬时值超出得并不多，例如只有10伏或20伏，也即上述实施例中所述的预设压差。因而随之在充电过程中产生的充电电流不会大，充电电流的峰值也不会高，例如峰值只有几十毫安，这样就确保了不会产生浪涌电流。在具体的实际应用中，第一电阻r1和第二电阻r2的阻值之比可以是10、20或者30等，只要小于预设比值即可，比如小于50，此处不做具体限定；较佳的，第一电阻r1的阻值可以选2.7兆欧，第二电阻r2的阻值可以选240千欧；具体还可以视其应用环境而定，均在本申请的保护范围内。

同理，如此小的充电电流，意味着比较小的能量，对滤波电容c充电的结果，只是让滤波电容c两端的电压有一个比较小的阶跃变化，见图8中#3波形，从t1到t2期间的变化，这就消除了滤波电容c两端电压出现浪涌电压过冲的现象。

依据上述的描述，充电过程产生的充电电流比较小，即使在充电回路中存在滤波电感l，其储能也可以在比较短的时间内释放完。从图8中可以看到，#2波形描绘了交流市电ac提供的电流波形。从t1时刻开始产生充电电流，到t2时刻时，该充电电流已经下降为零。因此在t2时刻，即通断开关k1的导通时间ton结束时，回路中不存在电感性储能，通断开关k1进入关断状态时，通断开关k1两端不会出现反电势，属于安全关断。

从t2时刻开始，控制单元输出的控制信号转换为低电平，关闭通断开关k1，控制单元开始重新检测电压采样信号vs1，控制单元内通过滞环比较器实现忽略电压采样信号vs1的上升过程，而只监测电压采样信号vs1的下降过程，直至进入到下一个时刻t3，控制单元再次监测到电压采样信号vs1低于基准电压参考信号vref1的状态，这样就开启了下一个周期的判断与控制过程。

如图8所描述，控制单元逐个周期地检测电压采样信号vs1和电流采样信号vs2，逐个周期地控制通断开关k1的导通与关断。这个过程同步于交流市电ac的正弦性状，通断开关k1在其两端电压下降过程中的某个时间段，实施导通与关断，在每个周期通断开关导通期间，交流市电ac对滤波电容c的充电电流呈现比较小的幅度，滤波电容c两端电压呈现逐个周期的台阶爬升，这样的工作模式使得开机时的浪涌电流与浪涌电压被完全地消除了。

在调节阶段，控制单元在控制信号每个高电平的上升沿，同步监测内部的启动定时器的状态，当判断到该状态为有效电平时，则电路装置将进入下锁定阶段。

控制单元包含一个启动定时器，在控制单元开始工作时，该启动定时器也开始工作。启动定时器设定一个延时时间，用于决定开关电源何时从前述的调节阶段进入锁定阶段。在锁定阶段，控制单元输出的控制信号将持续维持一个高电平，从而使得通断开关k1一直维持导通状态，这样滤波电容c两端电压就是交流市电ac经整流后的电压，从而使得后级变换器可以开始工作。

从调节阶段转换到锁定阶段，各个工作点的波形可以参见图9。在图8的基础之上，增加的#8波形描述了启动定时器的输出信号。当启动定时器的定时时间达到时，启动定时器输出一个高电平的使能有效信号。控制单元在控制信号每次为高电平的上升沿时刻，去锁存启动定时器的输出信号的当前状态。当锁存到的当前状态为无效的低电平时，控制单元输出的控制信号将维持之前调节阶段的工作模式。如果锁存到的当前状态为有效的高电平时，则控制单元输出的控制信号将持续输出高电平，使得通断开关k1一直维持导通状态，使开关电源进入锁定阶段。

依据图9的描述，在t1和t3时刻，控制单元输出的控制信号转换为高电平的上升沿时刻，对应的启动定时器的输出状态(#8波形)为低电平，因而控制单元输出的控制信号会在电流采样信号vs2过零时变成低电平，即t2、t4时刻，进而关断通断开关k1。

在一个任选的t5时刻，启动定时器的输出状态变为高电平。此时，并不会马上让控制单元输出的控制信号转换为高电平，而是需要等到t6时刻控制信号的上升沿才锁存到启动定时器的状态。从t6时刻开始，控制信号始终维持高电平，开关单元进入锁定阶段。

在随后的t7时刻，充电电流下降为零，而控制信号由于被锁定，所以继续维持高电平。

再随后，交流市电ac电压过零。接着，随着交流市电ac的再次上升，至t8时刻，交流市电ac电压超过滤波电容c两端电压时，再次产生对滤波电容c的充电电流。由于交流市电ac是从零开始按照正弦缓慢上升的，这使得这次的充电电流呈现比较小的幅度，见图9中#2波形的t8至t9时间段。

依据上述描述，可以理解为，启动定时器的输出状态是被控制单元以其控制信号的上升沿同步采样的，也就是说，通断开关k1进入常通状态的时刻，不会产生任何大的充电电流。因此，本电路装置从调节阶段转入锁定阶段，同样不会产生大的浪涌电流与浪涌电压。

优选的，参见图10，该控制单元包括：第二滞环比较器u1、第一过零比较器、第二启动定时器、边沿触发器、第二d触发器及第二或门；其中：

第二滞环比较器u2的同相输入端接收电压采样信号vs1；

第二滞环比较器u2的反相输入端接收基准电压参考信号；

第二滞环比较器u2的输出端与边沿触发器的置位端相连；

第一过零比较器的输入端接收电流采样信号vs2；

第一过零比较器的输出端与边沿触发器的复位端相连；

第二启动定时器的输出端与第二d触发器的数据端相连；

边沿触发器的输出端与第二d触发器的上升沿触发端及第二或门的一个输入端相连；

第二d触发器的输出端与第二或门的另一个输入端相连；

第二或门的输出端输出控制信号。

该可以边沿触发器为边沿型rs触发器。

控制单元包含一个滞环比较器，用于接收电压采样信号vs1，将此电压采样信号vs1与基准电压参考信号vref1进行比较，该第二滞环比较器u2的输出结果送至一个边沿触发器的置位端set。在电压采样信号vs1的下降过程中出现低于基准电压参考信号vref1时，该第二滞环比较器u2输出一个低电平，该低电平发生的下降沿使得边沿触发器的输出端q1置为高电平，经第二或门使得控制信号转换为高电平，从而使通断开关k1进入导通状态。

当通断开关k1开始导通时，产生一个对滤波电容c的充电电流，该充电电流经过与通断开关k1串联的第三电阻r3，第三电阻r3上得到的电流采样信号vs2通过控制单元的第二输入端被送至第一过零比较器。当充电电流下降为零时，即电流采样信号vs2下降为零时，第一过零比较器产生一个从高到低的下降沿，该下降沿信号送至前述边沿触发器的复位端reset，使得边沿触发器的输出端q1置为低电平，经第二或门使得控制信号转换为低电平，从而使通断开关k1进入关断状态。

其后，控制单元再次开始等待电压采样信号vs1的下降过程，从而进入下一个周期的判断。

控制单元还包含一个第二启动定时器，其设定了一个延时等待时间，用于决定控制单元何时从前述的调节阶段进入锁定阶段。第二启动定时器设定的延时等待时间可以是几个毫秒到几秒钟，根据实际需要而设定，此处不做具体限定，均在本申请的保护范围内。

第二启动定时器有一个输出信号，该信号为低电平时表示控制单元仍处在调节阶段。当该信号变为高电平时，表示延时等待时间已结束，控制单元即将进入锁定阶段。

第二启动定时器的输出信号送至一个第二d触发器的数据端d，该第二d触发器的上升沿触发端ck接收信号来自于前述边沿触发器的输出端q1，该第二d触发器的输出端q2送至前述第二或门的另一个输入端。

当第二启动定时器的延时等待时间尚未结束时，第二启动定时器的输出为低电平，这使得第二d触发器的数据端d为低电平。来自于边沿触发器输出端q1输出至第二d触发器的上升沿触发端ck的每个上升沿使得该第二d触发器锁存到的电平信号均为低电平，因而该第二d触发器的输出端q2信号均为低电平。由于第二或门，使得控制信号的电平变化仅取决于边沿触发器输出端q1的信号。

当第二启动定时器的延时等待时间结束时，第二启动定时器的输出变为高电平，这使得第二d触发器的数据端d也变为高电平，这个高电平信号不会马上让第二d触发器输出置高，而是要等待第二d触发器的上升沿触发端ck出现上升沿信号。当来自于前述边沿触发器输出端q1的信号变为高电平时刻，第二d触发器的上升沿触发端ck出现上升沿，从而将第二d触发器的数据端d的高电平进行锁存，使得第二d触发器输出端q2的信号变为高电平。第二d触发器输出端q2的高电平信号进入或门，使得控制信号保持为高电平。此后，由于第二启动定时器的输出保持高电平不变，使得控制信号也维持高电平。这样，控制单元就进入锁定阶段，通断开关k1也一直维持导通状态。

至此，本实施例提供的软启动电路完成了从上电开始的初始阶段、调节阶段、锁定阶段的全过程，电源的后级变换器开始工作。

或者，仅在图5的基础之上，本发明另一实施例还提供了另外一种具体的开关电源的软启动电路，其预设规律为：在电压采样信号vs1下降到基准电压参考信号时，控制通断开关k1导通；并在预设导通时长之后，控制通断开关k1关断。

此时，调节阶段中，控制单元输出高电平的条件，与前述方案一致，同样是在电压采样信号vs1的下降沿出现低于基准电压参考信号vref1的时刻，见图11中的t1时刻；所不同的是，在t1时刻后，控制信号保持高电平的时间是由一个固定延时时间的定时器决定的，见图11中代表控制信号高电平持续时间长度的ton是固定不变的，即从t1时刻到t3时刻的预设导通时长，并且这个固定的预设导通时长较佳的情况下应被确保大于电流采样信号vs2过零的时间，即t1时刻至t2时刻。

从t1时刻开始，控制信号为高电平，通断开关k1导通，交流市电ac产生对滤波电容c的充电电流；随着充电电流的减小，在t2时刻，电流采样信号vs2下降为零，表明充电电流已经结束；但控制信号依然维持高电平，直至接下来的t3时刻，才使得控制信号变为低电平，从而关断通断开关k1。接下来，控制单元重新开始检测电压采样信号vs1的下降沿过程，以便进入下个周期的控制过程。

由于t2时刻充电电流已经过零结束，在其后的t3时刻关断通断开关k1还是属于安全关断。

对于这个固定的预设导通时长ton的定时，可以由一个位于控制单元内部的单稳态定时器实现，其所定义的预设导通时长ton，可以在100微秒至500微秒范围。由于前述充电电流的幅度较小，使得充电电流下降过零的时间较短，100至500微秒的定时器时间已经足够。

这里所描述的是调节阶段的控制过程，对于锁定阶段的判断控制，则与前述方案相同，这里不在赘述。

优选的，参见图12，控制单元包括：第一滞环比较器u1、第一启动定时器、第一单稳态定时器、第一d触发器及第一或门；其中：

第一滞环比较器u1的同相输入端接收电压采样信号vs1；

第一滞环比较器u1的反相输入端接收基准电压参考信号；

第一滞环比较器u1的输出端与第一单稳态定时器的输入端相连；

第一启动定时器的输出端与第一d触发器的数据端相连；

第一单稳态定时器的输出端与第一d触发器的上升沿触发端及第一或门的一个输入端相连；

第一d触发器的输出端与第一或门的另一个输入端相连；

第一或门的输出端输出控制信号。

更为优选的，在图5的基础之上，参见图6，通断开关k1与第三电阻r3串联的连接点与控制单元的第二输入端相连；

此时，该控制信号是控制单元根据第一输入端接收的电压采样信号vs1和第二输入端接收的电流采样信号vs2而生成的；

相应的预设规律为：在电压采样信号vs1下降到基准电压参考信号时，控制通断开关k1导通；并在预设导通时长之后，或者电流采样信号vs2过零时，控制通断开关k1关断。

此时，优选的，参见图13，控制单元包括：第三滞环比较器u3、第二过零比较器、第三启动定时器、第二单稳态定时器、第三d触发器、第三或门u4及第四或门u5；其中：

第三滞环比较器u3的同相输入端接收电压采样信号vs1；

第三滞环比较器u3的反相输入端接收基准电压参考信号；

第三滞环比较器u3的输出端与第二单稳态定时器的输入端相连；

第二单稳态定时器的输出端与第三或门u4的一个输入端相连；

第二过零比较器的输入端接收电流采样信号vs2；

第二过零比较器的输出端与第三或门u4的另一个输入端相连；

第三启动定时器的输出端与第三d触发器的数据端相连；

第三或门u4的输出端与第三d触发器的上升沿触发端及第四或门u5的一个输入端相连；

第三d触发器的输出端与第四或门u5的另一个输入端相连；

第四或门u5的输出端输出控制信号。

控制单元包含一个边沿触发的第二单稳态定时器。当控制单元监测到电压采样信号vs1的下降过程出现低于基准电压参考信号vref1时，第三滞环比较器u3输出一个有效电平的边沿变化，送至第二单稳态定时器的触发输入端，使得第二单稳态定时器的输出端a马上置高电平，经第三或门u4使控制信号置高电平，与此同时，第二单稳态触发器开始启动预设导通时长ton的定时。

此时，电流采样信号vs2依然被送入一个第二过零比较器，并且其比较输出b也同样经第三或门u4使控制信号置高电平。当电流采样信号vs2过零时，第二过零比较器输出b置低电平，但由于此时第二单稳态定时器的定时时间尚未结束，即图13中a端的信号仍然为高电平，因而经过第三或门u4使得控制信号仍然为高电平，通断开关k1保持导通状态。

当第二单稳态定时器的定时时间达到时，其a端的信号变为低电平，由于此时第二过零比较器输出端b的信号已经先行变为低电平，这使得经第三或门u4后控制信号变为低电平，从而关断通断开关k1。

在此方案中，由于第二单稳态定时器的定时时间被设置成确保大于电流采样信号vs2发生过零的时间，这使得，在一般情况下，电流采样信号vs2及第二过零比较器结果并不直接影响控制信号的电平变化。但为了防止在极端情况下，电流采样信号vs2发生过零的时间大于单稳态定时时间，因而，比图12更为优选的，参见图13，电流采样信号vs2及第二过零比较器仍然保留，此时，由于第三或门u4，控制信号改变为低电平的条件仍然是由电流采样信号vs2过零而决定的。

值得说明的是，上述实施例中，该控制单元可以通过集成电路芯片来实现，比如将图10、图12和图13所示的硬件电路设置于集成电路芯片上，或者连同通断开关k1也可以一同设置于集成电路芯片上，此处不做具体限定，可以视其具体应用环境而定，均在本申请的保护范围内。

另外，在具体的实际应用中，还可以采用单片机、plc(programmablelogiccontroller，可编程序逻辑控制器)等软件控制器代替上述硬件电路来实现该控制单元的功能，此处不做具体限定，可以视其具体应用环境而定，均在本申请的保护范围内。

本发明另一实施例还提供了一种开关电源，参见图5或图6，包括：滤波电感l、市电开关k0、整流桥、滤波电容c、后级变换器及上述任一实施例的开关电源的软启动电路；其中：

交流市电ac分别经过滤波电感l及市电开关k0与整流桥的两个输入端相连；

整流桥的输出端正极依次通过滤波电容c和开关电源的软启动电路，与整流桥的输出端负极和参考地相连；

后级变换器与滤波电容c并联。

优选的，后级变换器为：反激拓扑、升降压拓扑或者降压拓扑，视其具体由于环境而定，均在本申请的保护范围内。

具体的工作原理与上述实施例相同，此处不再一一赘述。

本发明中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

以上仅是本发明的优选实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。