一种单相Z源高频链矩阵式逆变器拓扑及SPWM调制方法与流程

本发明涉及电力电子功率变换器拓扑及调制领域，尤其是一种单相z源高频链矩阵式逆变器的前级后级协同spwm调制方法。

背景技术：

逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有dc/hfac/lfac三种功率特征。可知此类逆变器中出现了dc/ac即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了ac/ac即交流/交流变换环节，该环节常称为矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变频器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。

较低的电压传输比一直是制约高频链矩阵式逆变器实现大范围推广的技术难点。目前可以采用谐波注入法，能使其电压传输比提高到1.0左右，但这会导致其输出电压中的谐波含量相应增大。

然而，上述策略的电压传输比的提高仍然无法满足实际需要，同时较大的谐波会污染电网，以致影响了该类变换器的推广使用。

技术实现要素：

本发明目的在于提供一种功率变换等级少、调制简单的单相z源高频链矩阵式逆变器的前级后级协同spwm调制方法。

为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述逆变器拓扑由电源网络、z源网络、h桥单相逆变器、高频变压器、矩阵式变换器、lc型滤波器连接构成；所述电源网络由直流输入电压udc、二极管d1、可控开关管q5、电容c3组成；z源网络由电感l1、电感l2、电容c1、电容c2组成；h桥单相逆变器由可控开关管q1、可控开关管q2、可控开关管q3、可控开关管q4组成；矩阵变换器由可控开关管sp1、可控开关管sp2、可控开关管sp3、可控开关管sp4、可控开关管sn1、可控开关管sn2、可控开关管sn3、可控开关管sn4组成；lc型滤波器由电感lf、电容cf和负载r组成；

直流输入电压udc的正极与二极管d1的阳极相连，二极管d1的阴极分别与可控开关管q5的发射极、电容c3的一端相连，可控开关管q5的集电极分别与电感l1的一端、电容c1的一端相连；电容c3的另一端分别与直流输入电压udc的负极、电感l2的一端、电容c2的一端相连；电感l1的另一端分别与电容c2的另一端、可控开关管q1的集电极、可控开关管q3的集电极相连；电感l2的另一端分别与电容c1的另一端、可控开关管q2的发射极、可控开关管q4的发射极相连；可控开关管q1的发射极与可控开关管q2的集电极相连，相连后与高频变压器t原边的一端相连；可控开关管q3的发射极与可控开关管q4的集电极相连，相连后与高频变压器t原边的另一端相连；

高频变压器t副边的一端分别与可控开关管sp1的集电极、可控开关管sp2的集电极相连；可控开关管sp1的发射极与可控开关管sn4的发射极相连，可控开关管sn4的集电极分别与可控开关管sp3的集电极、电感lf的一端相连；可控开关管sp3的发射极与可控开关管sn2的发射极相连；可控开关管sp2的发射极与可控开关管sn3的发射极相连，可控开关管sn3的集电极分别与可控开关管sp4的集电极、电容cf的一端、负载r的一端相连，负载r的另一端分别与电感lf的另一端、电容cf的另一端相连；可控开关管sp4的发射极与可控开关管sn1的发射极相连，高频变压器t副边的另一端分别与可控开关管sn2的集电极、可控开关管sn1的集电极相连。

一种单相z源高频链矩阵式逆变器拓扑的前级后级协同spwm调制方法，h桥单相逆变器采用升压脉宽调制方法，所述可控开关管q1、可控开关管q4组成的桥臂和可控开关管q2、可控开关管q3组成的桥臂交替导通，使电路工作在逆变状态；在一个逆变周期里，在可控开关管q1、可控开关管q2、可控开关管q3、可控开关管q4的驱动中加入直通状态信号，使高频变压器原边电压为正、负、零三态电压，经矩阵式变换器将上述高频方波调制为spwm波，再经lc滤波网络滤波后输出工频正弦电压。

进一步的，可控开关管q5的驱动信号与单相h桥逆变器的直通状态信号互差180度，解决了z源逆变器非升压工作状态的问题，同时实现了能量的双向流动。

进一步的，在单相h桥逆变器的调制信号中加入直通状态信号，不需要增加前级变换电路便可实现升降压功能。

进一步的，高频变压器t后级的矩阵变换器采用解结耦控制，将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管sp1～sp4和可控开关管sn1～sn4，正组开关管工作时负组开关管全部开通，而负组开关管工作时正组全部开通，后级矩阵变换器可以等效成两组普通逆变器。

工作过程大致如下：

高频链矩阵式逆变器引入z源网络，采用升压脉宽调制方法，在h桥单相逆变器的驱动信号中加入直通状态，使逆变器的输出为电压可升可降的工频正弦交流电。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：在不需要增加前级变换电路的前提下就具有升降压的功能，同时该拓补允许出现h桥单相逆变器桥臂直通的情况，消除了逆变器死区对输出电压波形畸变的影响。

附图说明

图1为本发明逆变器电路拓扑图。

图2为本发明方法的系统原理框图。

图3为升压脉宽调制方法工作原理波形图。

图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦spwm调制下的电路解耦原理图。

图5为单相z源高频链矩阵式逆变器的升压脉宽逻辑和解结耦逻辑处理电路。

图6为本发明方法控制下的单相z源高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的6种模态电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

本发明所述单相z源高频链矩阵式逆变器拓扑由电源网络、z源网络、h桥单相逆变器、高频变压器、矩阵式变换器、lc型滤波器依次连接构成；在h桥单相逆变器的前级引入z源网络，直流输入电压udc首先经过z源网络，然后经h桥单相逆变器调制成高频方波，再经过矩阵式变换器将高频方波调制成spwm波，经过lc滤波器得到工频正弦波。

电源网络由直流输入电压udc、二极管d1、可控开关管q5、电容c3组成；z源网络由电感l1、l2、电容c1、c2组成；h桥单相逆变器由可控开关管q1、可控开关管q2、可控开关管q3、可控开关管q4组成；矩阵变换器由可控开关管sp1、可控开关管sp2、可控开关管sp3、可控开关管sp4、可控开关管sn1、可控开关管sn2、可控开关管sn3、可控开关管sn4组成；lc型滤波器由电感lf、电容cf和负载r组成；

如图1所示，直流输入电压udc的正极与二极管d1的阳极相连，二极管的阴极分别与可控开关管q5的发射极、电容c3的一端相连，可控开关管q5的集电极分别与电感l1的一端、电容c1的一端相连；电容c3的另一端分别于直流输入电压udc的负极、电感l2的一端、电容c2的一端相连；电感l1的另一端分别与电容c2的另一端、可控开关管q1的集电极相连、可控开关管q3的集电极相连；电感l2的另一端分别与电容c1的另一端、可控开关管q2的发射极、可控开关管q4的发射极相连；可控开关管q1的发射极与可控开关管q2的集电极相连，它们都与高频变压器t原边的一端相连；可控开关管q3的发射极与可控开关管q4的集电极相连，它们都与高频变压器t原边的另一端相连；

高频变压器t副边的一端分别与可控开关管sp1的集电极、可控开关管sp2的集电极相连，可控开关管sp1的发射极与可控开关管sn4的发射极相连，可控开关管sn4的集电极分别与可控开关管sp3的集电极、电感lf的一端相连，可控开关管sp3的发射极与可控开关管sn2的发射极相连；可控开关管sp2的发射极与可控开关管sn3的发射极相连，可控开关管sn3的集电极分别与可控开关管sp4的集电极、电容cf的一端、负载r的一端相连，负载r的另一端与电感lf的另一端、电容cf的另一端相连；可控开关管sp4的发射极与可控开关管sn1的发射极相连，高频变压器t副边的另一端分别与可控开关管sn2的集电极、可控开关管sn1的集电极相连。

如图2所示，本发明调制方法如下：

图2中包括spwm及直通状态信号发生环节、同步信号二分频处理环节、升压脉宽调制逻辑处理电路、解结耦spwm逻辑处理电路及被控对象单相h桥逆变器、可控开关管q5和矩阵式变换器，其中经同步信号二分频处理的spwm信号和直通信号发生环节产生的方波信号，交由升压脉宽调制逻辑处理电路进行信号处理，所得信号控制单相h桥逆变器和可控开关管q5。同时spwm信号发生环节经解结耦spwm调制逻辑电路进行处理，所得信号驱动矩阵式逆变器。

图3为简单升压spwm调制方法工作原理波形图。图中ua为单相调制波，up是正数稳定值，其值大于或者等于单相调制波的正峰值，un是负数稳定值，其值小于或者等于单相调制波的负峰值，q1、q4和q2、q3为h桥单相逆变器的驱动信号，q5为可控开关管的驱动信号。由图3可以看出，可控开关管q1、q4和q2、q3使h桥单相逆变器存在桥臂直通的工作状态，可控开关管q5的驱动信号与桥臂的直通信号互补。

图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦spwm调制下的电路解耦原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的逆变器。当正弦工频调制信号为正时，正组逆变器的sp2、sp3和负组逆变器sn2、sn3在高频正负半周期内分别处于关断状态，其余开关管处于导通状态；当工频调制信号为负时，正组逆变器的sp1、sp4和负组逆变器的sn1、sn4在高频正负半周期内分别处于关断状态，其余开关管均处于导通状态。

图5为单相z源高频链矩阵式逆变器的简单升压spwm逻辑和解结耦逻辑处理电路。spwma和spwmb为互补的单相spwm波，p为正稳定值，v0为spwm载波信号的绝对值信号，p和v0经过逻辑值比较得到k，将spwma与k进行逻辑或运算得到q1、q4，将spwmb与k进行逻辑或运算得到q2、q3，将q1与q2进行逻辑与非运算得到q5。spwm1、spwm2和spwm3、spwm4是两对互补的单相spwm波，其与spwma、spwmb信号同步且调制频率为spwma、spwmb调制频率的两倍，vp和vn是与spwma、spwmb同频的互补高频方波，将spwm1、spwm2和vp、vn进行解结耦spwm逻辑变换得到矩阵式变换器开关管sp1、sn4、sp3、sn2的驱动信号，将spwm3、spwm4和vp、vn进行解结耦spwm逻辑变换得到矩阵式变换器开关管sp2、sn3、sp4、sn1的驱动信号。

图6为本发明方法控制下的单相z源高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。图6a～f分别为下述工作模态1～6。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个周期内存在6个工作状态，具体模态分析如下：

1)工作模态1[t0-t1]，t0时刻开关管q5导通，电感l1以il1-iin向电容c2充电，电感l2以il2-iin向电容c1充电。直流电源向z网络中储能元件及h桥单相逆变器供电。开关管q2、q3导通，变压器原边输入电压上负下正，矩阵式变换器负组开关管sn2、sn3工作，正组开关管全部导通。负载输出电压上负下正。如图6a所示。

2)工作模态2[t1-t2]，t1时刻开关管q5关断，直流电源与逆变器和负载断开，电感电流不能突变，保持原方向不变，电容c1、c2分别向电感l1、l2充电，并且通过q5的体二极管向电源侧并联电容c3充电，实现能量的双向流动。此时矩阵变换器保持模态1状态不变，输出电压上负下正。如图6b所示。

3)工作模态3[t2-t3]，t2时刻开关管q5导通，电感l1以il1-iin向电容c2充电，电感l2以il2-iin向电容c1充电。直流电源向z网络中储能元件及h桥单相逆变器供电。开关管q2、q3导通，变压器原边输入电压上负下正，矩阵式变换器负组开关管sn2、sn3工作，正组开关管全部导通。负载输出电压上负下正。如图6c所示。

4)工作模态4[t3-t4]，t3时刻z源网络保持不变，h桥单相逆变器开关管q1、q4导通，变压器原边输入电压上正下负，矩阵式变换器正组开关管sp1、sp4工作，负组开关管全部导通。负载输出电压上正下负。如图6d所示。

5)工作模态5[t4-t5]，t4时刻开关管q5关断，直流电源与逆变器和负载断开，电感电流不能突变，保持原方向不变，电容c1、c2分别向电感l1、l2充电，并且通过q5的体二极管向电源侧并联电容c3充电，实现能量的双向流动。此时矩阵变换器保持模态4状态不变，输出电压上正下负。如图6e所示。

6)工作模态6[t5-t6]，t5时刻电路的工作模态恢复到模态4状态。t6时刻进入下一周期的工作。如图6f所示。

由以上工作过程可以看出，单相z源高频链矩阵式逆变器的工作状态有两种，即有源逆变状态和直通状态。能实现逆变器的升降压功能，拓展了逆变器的应用范围。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。