功率因数校正电路的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2016年8月19日提交的美国临时申请no.62/377,292的优先权，该临时申请通过引用的方式全文并入本文。

本公开大体上涉及电子电路，并且更特别地涉及用于为负载提供功率因数校正(pfc)的电子电路。

背景技术：

当在交流(ac)电源上的负载不是线性负载(即，该负载是非线性负载)时，从ac电源引出的电流可能会与ac电源的电压异相。纯电阻负载是线性负载。具有储能构件(诸如电感或电容)的负载可能是非线性负载。在ac电源的周期过程中不规则地吸取功率的负载，诸如整流器或开关电源(smps)，可能是非线性负载。

与电流和电压同相的情形相比，当由非线性负载从ac电源中引出的电流与ac电源的电压异相时，从ac电源引出的电流(按平均来说)将会更高。这会导致功率浪费以及在ac电源中发生损坏。

由负载从ac电源中引出的电流与ac电源的电压同相的程度可以被表示为负载的功率因数(pf)。理想的线性负载具有为1的pf，而非线性负载具有小于1的pf。

pfc电路可以被设置于ac电源和负载之间。pfc电路工作以通过使从ac电源中引出的电流的相位保持为接近于ac电源的电压的相位来为ac电源给出接近于1的pf(例如，0.98)，即使由负载引出的电流的相位是异相的或不规则的。

最好是pfc电路可在由负载引出的电流变化时并且在ac电源的电压变化时保持高水平的效率。最好是pfc电路可使ac电源不会受到从ac电源引出的电流的毛刺或其它畸变的影响。

技术实现要素：

实施例包括包含振荡电路的功率因数校正(pfc)电路。振荡电路接收指示零电流条件的波谷检测信号(valleydetectsignal)，根据pfc电路的工作周期来确定消隐时间，并且根据波谷检测信号和消隐时间来决定是否开启pfc电路的工作周期。

在一种实施例中，确定消隐时间包括确定与pfc电路的工作周期数对多个预定消隐时间的基数的求模结果对应的计数n，并且确定该消隐时间为多个预定消隐时间中的第n个预定消隐时间。在实施例中，该多个预定消隐时间的基数为2。

在一种实施例中，当工作周期的充电-放电时段的持续时间长于消隐时间时，pfc电路在边界导通模式(boundaryconductionmode)(bcm)下工作，并且当工作周期的充电-放电时段的持续时间短于消隐时间时，在非连续导通模式(discontinuousconductionmode)(dcm)下工作。

在一种实施例中，pfc电路还包含用于根据pfc电路的输出电压来确定工作周期的充电时段的第一持续时间的第一反馈回路，以及用于根据之前的一个或多个工作周期的零电流时间来确定延迟时间并且使充电时段的第一持续时间延长该延迟时间的第二反馈回路。

在一种实施例中，第一控制信号由第一反馈回路生成并且具有针对与第一持续时间对应的持续时间被断言(assert)的第一脉冲，而pfc电路还包括包含于第二反馈回路内的断开延迟电路。断开延迟电路接收第一控制信号，响应于第一控制信号的断言而立即断言第二控制信号，并且在延迟时间之后响应于第一控制信号的取消断言而取消断言第二控制信号。

在一种实施例中，当pfc电路在bcm下工作时，延迟时间为零，并且当pfc电路在dcm下工作时，大于零。

在一种实施例中，振荡电路在前一工作周期的消隐时间已经到期之后响应于指示零电流条件的波谷检测信号而决定开启工作周期。

在一种实施例中，在工作周期开启时，消隐时间开始。

实施例包括功率因数校正(pfc)电路，包含：用于根据所感测电流来生成电流感测信号的电流感测电路，用于使用电流感测信号来生成波谷检测信号的零电流检测电路，以及振荡电路。振荡电路接收波谷检测信号，根据pfc电路的工作周期从多个预定消隐时间当中确定消隐时间，并且根据波谷检测信号和消隐时间生成接通触发信号。pfc电路还包含用于根据pfc电路的输出电压来确定门控信号(gatecontrolsignal)的第一持续时间的第一反馈电路。pfc电路响应于接通触发信号的断言而开启充电操作，并且在从开启了充电操作起经过了第一持续时间之后终止充电操作。

附图说明

在附图中，相同的附图标记连同下文的具体描述一起指称各个附图中相同的或功能相似的元件，并且并入本说明书中并作为其中一部分，用于进一步示出包括要求权利保护的发明并解释这些实施例的各种原理和优点的概念的实施例。

图1示出了包含根据一种实施例的功率因数校正(pfc)电路的电气系统。

图2a示出了根据一种实施例的pfc电路。

图2b包含用于示出根据一种实施例的pfc电路的操作的波形。

图2c包含用于示出根据一种实施例的pfc电路的附加操作的波形。

图3示出了根据一种实施例的零电流检测(zcd)电路。

图4示出了根据一种实施例的低通滤波器(lpf)电路。

图5a示出了根据一种实施例的断开延迟电路。

图5b包含的波形示出在根据一种实施例的pfc电路中采用断开延迟电路的效果。

图6a示出了根据一种实施例的振荡电路。

图6b包含用于示出根据一种实施例的振荡电路的操作的波形。

图6c包含用于示出在根据一种实施例的pfc电路中采用振荡电路的效果的波形。

本领域技术人员应当意识到，图中的元件是出于简单和清晰起见而示出的，并且并不一定按比例来画出。例如，图中的某些元件的尺寸可以相对于其它元件而放大，以帮助提高对实施例的理解。

装置和方法的构件已经在适当的情况下于附图中由常规的符号表示，仅示出那些与实施例的理解相关的具体细节。这避免了让本公开因对于受益于本公开的本领域技术人员而言将是显而易见的细节而变得晦涩难懂。关于实施这些实施例所必需的且为本领域技术人员所熟知的众所周知的元件、结构或过程的细节可以不示出，并且应当被假定已给出，除非另有说明。

具体实施方式

本公开大体上涉及电子学(electronics)，并且更特别地涉及功率因数校正(pfc)电路。

实施例可在由负载引出的电流变化的情况下高效工作。实施例可在ac电源的电压变化的情况下高效工作。实施例限制了pfc电路的工作频率，以便减少开关损耗。

实施例可减少在pfc电路的工作频率变化时可能会出现的从ac电源引出的电流的波形的畸变。

pfc电路可以通过对电感器充电和放电的重复循环来工作。每个工作周期都包含在其期间电感器内的电流正将能量从电源传输到电感器内的充电时段，以及在其期间电感器内的电流正将能量从电感器传输到负载的放电时段。

当工作周期的充电和放电时段构成了整个工作周期时，pfc电路要么正在连续导通模式(ccm)下工作，要么正在边界导通模式(bcm)下工作。在ccm和bcm二者中，紧随每个周期的充电时段之后的是该周期的放电时段，并且紧随工作周期的放电时段之后的是下一工作周期的充电时段。

ccm和bcm的区别可以在于：在ccm中，电感器内的电流在工作周期内从不下降到零，而在bcm中，电流在每个工作周期的放电时段结束时下降至零，并然后在后续的工作周期的充电时段开始时立即恢复。bcm可以说是在ccm与非连续导通模式(dcm)之间的边界处工作的。

当工作周期包含在其期间电感器既不充电也不放电的，在其期间净电感电流(不包括由在电感器与电路的其它无功元件之间的相互作用引起的振铃)为零的相当长的时段时，非连续导通模式(dcm)出现。因而，在工作于dcm下的pfc电路中，每个工作周期都包含充电时段、放电时段和零电流时段。

图2b中所示的第一、第二和第四周期示出了在bcm下的操作，其中电感器电流il仅在每个周期的开始时才会暂时为零。图2b中所示的第三、第五和第六周期示出了在dcm下的操作，其中在每个周期的各部分内(即，在时间t5和t6之间、在时间t9和t10之间以及在时间t11和t12之间的间隔内)在电感器内流动的唯一电流是因振铃所致的电流。

在一种实施例中，pfc电路有时在bcm下工作，而其它时间则在dcm下工作，其模式根据一个或多个预定消隐时间以及流过pfc电路的储能电感器的电流的持续时间来确定。预定消隐时间对应于在充电时段的每次开启之后(也就是，在每个工作周期的开始之后)的时间段，在该时间段内充电时段的新开启(也就是，新周期的开始)被阻止。预定消隐时间对应于pfc电路的最大允许工作频率(也就是，最短时长的工作周期)。

在一种实施例中，电感器的充电响应于通过电感器的电流基本上为零而开启。在一种实施例中，通过电感器的电流在工作周期中于该周期的充电和放电时段完成之后出现的零电流时段内多次变为零。由于由pfc电路中的谐振引起的振铃，通过电感器的电流在零电流时段内多次变为零。在振铃期间，电流为零的时间可以称为波谷(valley)。波谷根据它们在电感器的充电-放电循环结束之后出现的顺序来编号，零电流在工作周期的放电时段结束时的首次出现是第一波谷。

在一种实施例中，pfc电路响应于在经过了消隐时间之后的波谷的检测而开启电感器的充电，该波谷可以是第n个波谷，其中n是大于或等于1的整数。n的值可以根据pfc电路上的负载以及根据供应给pfc电路的ac功率的瞬时电压而改变。

在一种实施例中，由pfc电路使用的消隐时间在两个或更多预定消隐时间之间周期性变化，以从第n个波谷平滑地过渡到第(n-1)或第(n+1)个波谷。

在一种实施例中，当pfc电路正在dcm下工作时，电感器的充电时段的关闭时间使用闭环反馈电路来根据在之前的一个或多个工作周期内流过电感器的电流的占空比进行延迟。关闭时间的延迟会延长充电时段的持续时间，这可允许用于pfc电流的较低的最大工作频率并且可防止可能由关闭时间的开环控制引起的畸变。闭环反馈电路可以通过根据在工作周期的零电流时段来确定零电流值内，并然后使后续周期的充电时段的关闭时间延迟与零电流值成比例的量来操作。

在下面的详细描述中，已经示出并描述了某些说明性的实施例。本领域技术人员应当意识到，这些实施例在不脱离本公开的范围的情况下可以按照各种不同的方式来修改。因此，附图及描述应当被视为说明性的，而非限制性的。类似的附图标记可以表示说明书中的相似元件。

图1示出了包含根据一种实施例的功率因数校正(pfc)电路102的电气装置100。电气装置100还包含ac电源104、线路滤波器106(也称为电磁干扰(emi)滤波器)、调节器(regulator)108和负载110。

ac电源104经由线路滤波器106给pfc电路102供应电流。该电流是交流电(ac)。在一种说明性实施例中，ac电源具有90～240伏特的均方根(rms)电压。

线路滤波器106可以是低通滤波器，该低通滤波器可操作用于抑制从pfc电路102到ac电源104的高频信号(例如，9khz以上的频率)的传播。线路滤波器106可以包含一个或多个电感器、扼流圈和电容器。线路滤波器106输出第一和第二ac电压vac1和vac2。

pfc电路102将通过第一和第二ac信号vac1和vac2接收的电力转换成直流(dc)电力，并且通过正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn来输送该电力。在一种说明性实施例中，在正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn之间的电压差远大于ac电源的峰值电压。例如，当pfc电路102被设计为在范围为90～240伏特的ac电源下工作时，在正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn之间的电压差(即，pfc电路102的输出电压vo)可以是400伏特。

调节器108使用从pfc电路102输送来的电力来产生正的和负的电源电压psp和psn。一个示例调节器108可以是用于将由pfc电路供应的400v的电力转换成12伏特的开关电源(smps)。调节器108经由正的和负的电源电压psp和psn给负载110输送电力。

图2示出了根据一种实施例的pfc电路202。pfc电路202适合用于图1的pfc电路102中。pfc电路202经由第一和第二交流电信号vac1和vac2接收交流电，并且在正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn上提供直流电。pfc电路202作为升压转换器来工作，该升压转换器产生直流的输出电压vo，并且具有比pfc电路202接收的交流电的峰值电压大的大小。例如，在一种实施例中，pfc电路202可操作用于接收90～240伏特的rms的交流电(具有125～340伏特的峰值电压)，并且用于从该交流电产生400v的直流电。

pfc电路202包含电力部分和控制部分。pfc电路202的电力部分包含全波桥整流器212、电感器214、电流感测线圈216、电流感测电阻器217、功率开关218、开关驱动器220、二极管222和输出电容器224。在所示的说明性实施例中，功率开关218是晶体管，例如，n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(nmosfet)。在所示的实施例中，电力部分包含用于从交流电中产生直流电的升压转换器。

pfc电路202的控制部分包含零电流检测(zcd)电路226、低通滤波器(lpf)电路228、断开延迟电路230、振荡器234、开关控制触发器242、差分放大器236、滤波电容器238、比较器240、电流源244、斜坡电容器(rampcapacitor)246和斜坡复位开关248。在一种实施例中，斜坡复位开关248是晶体管，例如，nmosfet。

在电力部分中，桥式整流器212对交流电进行整流，以提供脉动直流电压。在所示的实施例中，桥式整流器212的正输出与电感器214的第一端子耦接，而桥式整流器212的负端子与地线及负的pfc输出信号pfcn耦接。

电感器214被用作储能器件。电感器214与电流感测线圈216电感耦合，使得在电感器214中流过的电流在电流感测线圈216中生成相应的感测电流。在一种说明性实施例中，电感器214具有200μh的电感，并且包含缠绕在铁氧体磁芯上的30至40匝导线，并且电流感测线圈216包含缠绕在同一铁氧体磁芯上的3至5匝导线。

功率开关218耦接于电感器214的第二端子与桥式整流器212的负端子之间。功率开关218控制电感器214的充电和放电。当功率开关218被接通时，电流能够从桥式整流器212的正端子流出，流经电感器214和功率开关218，并回到桥式整流器212的负端子，从而对电感器214充电。当该开关断开时，流经电感器214的电流会流过二极管222，进入输出电容器224，由此使电感器214放电并且执行对输出电容器224充电以及通过正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn来提供电流中的一项或二者。

栅极驱动器220根据修改后的开关控制信号vg2的值来驱动功率开关218的控制端子(在图2a中，nmosfet的栅极)。栅极驱动器220可以执行电压电平移位、控制电路隔离和保护以及功率开关218的性能增强中的一项或多项。在一种实施例中，可以省略栅极驱动器220，并且功率开关218通过修改后的开关控制信号vg2直接控制。

二极管222可操作用于允许电感器214对输出电容器224充电，并且防止从输出电容器224到电感器214的电流回流。输出电容器224存储用于经由正的和负的pfc输出信号pfcp和pfcn给负载供应输出电压vo的能量。

电流感测线圈216的第一端子与地线耦接。电流感测线圈216的第二端子通过电阻器217将零电流检测电压vzcd提供给控制部分的zcd电路226。在一种实施例中，电阻器217可操作用于通过限制来自电流感测线圈216的电流来限制零电流检测电压vzcd的电压。

控制部分包含触发电路和两个反馈回路。控制部分的一些构件在这三个电路之间共用。

触发电路确定何时接通功率开关218，并且包含zcd电路226、振荡器234和开关控制触发器242。

第一反馈电路是低带宽反馈回路，用于根据输出电压vo确定功率开关218的接通持续时间。低带宽反馈回路包含开关控制触发器242、差分放大器236、滤波电容器238、比较器240、电流源244、斜坡电容器246和斜坡复位开关248。在一种实施例中，低带宽反馈回路的带宽为20～30hz或更小。

第二反馈电路是高带宽反馈回路，用于修改由低带宽反馈回路根据电感器214内的电流的占空比，例如，根据在pfc202的之前的工作周期中的零电流时段内的花费的时间量确定的接通持续时间。高带宽反馈回路包含zcd电路226、lpf电路228和断开延迟电路230。

零电流检测(zcd)电路226接收零电流检测电压vzcd和修改后的开关控制信号vg2。使用所接收的信号，zcd电路226提供用于高带宽反馈回路中的零电流时间信号tzc以及用于触发电路中的波谷检测信号vd。

zcd电路226在电感器214正在充电或放电时的时间段内生成具有第一状态(例如，1或逻辑真状态；这在此可以称为对信号断言)的零电流时间信号tzc。当电感器214既没有正在充电也没有正在放电时，零电流检测(zcd)电路226生成具有第二状态(例如，0或逻辑假状态；这在此可以称为对信号取消断言)的零电流时间信号tzc。

zcd电路226响应于检测到在电感器214内没有电流流动而生成在波谷检测信号vd上的脉冲。由于在pfc电路202的电力部分内的无功元件之间的相互作用，当电感器214没有正在通过功率开关218进行充电并且没有正在通过二极管22进行放电时，可以存在电流(例如，因振铃所致的电流)在电感器214内流动的时间。zcd电路的行为将在下文关于图2b和2c来详细讨论。

lpf电路228对零电流时间信号tzc进行滤波，以产生具有与在之前的工作周期中的电感器214既没有在充电也没有在放电的时间量对应的电压值的零电流电压信号vzc，这样的时间在此被称为零电流时间。在一种实施例中，lpf电路228具有小于零电流时间信号tzc的最大时段的4至10倍的时间常数。在另一种实施例中，lpf电路228具有小于pfc电路202的最大工作频率时段的4至10倍的时间常数。在零电流时间信号tzc的最大时段为5μs的一种说明性实施例中，lpf的时间常数可以是20～50μs。

在所示的实施例中，当零电流时间为近期工作周期的较大比例时，零电流电压信号vzc的值较高。因为零电流时间仅在pfc电路202于非连续导通模式(dcm)下工作时出现，因而当pfc电路202正于边界导通模式(bcm)下工作时，零电流电压信号vzc具有零值。

断开延迟电路230从开关控制信号vg1生成修改后的开关控制信号vg2。在其中高的修改后的开关控制信号vg2促使功率开关接通的一种实施例中，修改后的开关控制信号vg2的上升沿响应于开关控制信号vg1的相应上升沿而立即产生，并且在开关控制信号vg1的各下降沿之后修改后的开关控制信号vg2的下降沿产生延迟时段。该延迟时段由零电流电压信号vzc的值确定。

结果，断开延迟电路230操作以延长由低带宽反馈回路确定的接通时间的长度。该延长的持续时间根据由高带宽反馈回路产生的零电流电压信号vzc来确定，并且当pfc电路202正于bcm模式下工作时，该持续时间为零。

振荡器226接收修改后的开关控制信号vg2和波谷检测信号vd，并且生成接通触发信号on_trig，其指出了功率开关218何时将要接通的。振荡器226在消隐间隔已经到期之后响应于波谷检测信号vd被断言而生成在接通触发信号on_trig上的脉冲。消隐间隔由接通触发信号on_trig上的最近脉冲开启。消隐间隔的值对应于pfc电路202的最大工作频率，并且可以在pfc电路202的设计过程中确定。

在一种实施例中，消隐间隔通过多个消隐时间值来排序。例如，消隐间隔可以在两个消隐时间值之间交替，pfc电路202的工作的奇数周期使用第一消隐时间值，而pfc电路202的工作的偶数周期使用第二消隐时间值。在一种说明性实施例中，对于pfc电路202的每隔一个工作周期，振荡器226可以采用7微秒(μs)的消隐时间值，而对于pfc电路202的剩余工作周期，采用7.2μs的消隐时间值。

通过以此方式使用两个或更多消隐时间值，振荡器226可操作用于减小从ac电源引出的电流的畸变，该畸变可能会在pfc电路202处于dcm时于功率开关218的连续接通之间的间隔(也就是，pfc电路202的工作周期的持续时间)发生变化时出现。

转至低带宽反馈回路，差分放大器236通过从参考电压vref中减去输出电压vo来生成比较电压vcomp。比较电压vcomp对应于输出电压vo与目标输出电压votarg之差。在一种实施例中，输出电压vo在被从参考电压vref中减去之前首先使用分压器来降低，并且目标输出电压votarg对应于参考电压vref的n倍，其中n是输出电压vo在分压器中要除以的量。

滤波电容器238可操作用于对比较电压vcomp进行低通滤波，以防止输出电压vo的纹波造成低带宽反馈回路的不稳定性。

电流源244、斜坡电容器246和斜坡复位开关248可操作用于生成斜坡电压vc。当开关控制信号vg1为低电平时，斜坡电压vc由斜坡复位开关248保持于零。当开关控制信号vg1变为高电平时，斜坡电压vc以通过由电流源244提供的电流和斜坡电容器246的电容确定的速率升高。

比较器240将比较电压vcomp与斜坡电压vc进行比较，以生成断开信号off_trig。当比较电压vcomp大于斜坡电压vc时，比较器240对断开信号off_trig取消断言。当比较电压vcomp小于斜坡电压vc时，比较器240对断开信号off_trig断言。

因为斜坡电压vc保持于零直到开关控制信号vg1变为高电平并且只要开关控制信号vg1保持为高电平就稳定上升，所以在与比较电压vcomp成比例的，即，与输出电压vo和目标输出电压之差成比例的相对于开关控制信号vg1的断言的延迟之后，比较器240对断开信号off_trig断言。结果，被断言的开关控制信号vg1的持续时间(即，开关控制信号vg1的脉冲宽度)被调制以使输出电压vo保持为基本上等于(忽略纹波)目标输出电压votarg。

开关控制触发器242根据接通触发信号on_trig和断开信号off_trig来生成开关控制信号vg1。当接通触发信号on_trig被断言时，开关控制触发器242对开关控制信号vg1断言，并且当断开信号off_trig被断言时，对开关控制信号vg1取消断言。开关控制触发器242经由反相(q-bar)输出提供与开关控制信号vg1互补的信号。

图2b包含示出根据一种实施例的在边界导通模式(bdm)和非连续导通模式(dcm)pfc电路202下工作的波形。这些波形包含相对于目标输出电压votarg来示出的输出电压vo、ac电源电压vac，以及流过电感器214的电感器电流il。这些波形还包含控制信号：波谷检测信号vd、零电流时间信号tzc、零电流电压信号vzc、修改后的开关控制信号vg2、开关控制信号vg1、指示消隐间隔何时在振荡器234中生效的消隐信号t_blnk，以及接通触发信号on_trig。

图2b示出了其中ac电源电压vac的瞬时值的下降导致pfc电路202的周期时间缩短(即，工作频率升高)的情况。在图2b中，pfc电路202的周期时间缩短，直到它达到预定的设计消隐时间(对应于最大工作频率)，在此时pfc电路202的工作从bcm变为dcm。

在第一时间t1，波谷检测信号vd产生高电平脉冲(pulsehigh)以用于指出在电感器214内检测到零电流状况。因为在第一时间t1并没有消隐间隔生效，在波谷检测信号vd上的脉冲促使振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且在振荡器234中触发消隐间隔。在该实施例中，在第一时间t1触发的消隐时间具有随第一消隐时间值tblnk1而定的持续时间。

在接通触发信号on_trig上的脉冲促使开关控制触发器242对开关控制信号vg1断言。开关控制信号vg1的断言导致修改后的开关控制信号vg2的断言，这会促使功率开关218将被接通。修改后的开关控制信号vg2的断言还会促使低带宽反馈回路(未示出)的斜坡电压vc开始从零升高，使得该工作周期的充电时段可以被确定。

在修改后的开关控制信号vg2被断言时，电感器214通过功率开关218来充电，而斜坡电压vc继续增加。

在第二时间t2，斜坡电压vc超过比较电压vcomp(未示出)，从而促使比较器240对断开信号off_trig断言。

断开信号off_trig的断言促使开关控制信号vg1被取消断言。因为pfc电路202在第二时间t2正在bcm下工作，所以断开延迟电路230响应于开关控制信号vg1的取消断言而立即对修改后的开关控制信号vg2取消断言。

修改后的开关控制信号vg2的取消断言促使功率开关218断开，这会促使电感器214开始通过二极管222放电到输出电容器224中。修改后的开关控制信号vg2的取消断言还会促使斜坡电压vc被复位为0，这会促使断开信号off_trig被取消断言。

在第三时间t3，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。这种零电流状况可以被称为电感器214内的电流的第一波谷的出现。如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第三时间t3不再生效。结果，振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且以上关于第一和第二时间t1和t2所描述的操作重复进行。但是，在该实施例中，在第三时间t3触发的消隐时间具有随第二消隐时间值tblnk2而定的持续时间。在所示的实施例中，第二消隐时间值tblnk2小于第一消隐时间值tblnk1。

在第四时间t4，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。在所示的实例中，由于在第一和第四时间t1和t4之间的间隔内出现的ac电源电压vac的值的减小，在第三和第四时间t3和t4之间的间隔短于在第一和第三时间t1和t3之间的间隔。

如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第四时间t4不再生效。结果，振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且以上关于第一和第二时间t1和t2所描述的操作重复进行。在该实施例中，并且如同在第一时间t1那样，在第四时间t4触发的消隐时间具有随第一消隐时间值tblnk1而定的持续时间。

在第五时间t5，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。在所示的实例中，由于在第三和第五时间t3和t5之间的间隔内出现的ac电源电压vac的值的减小，在第四和第五时间t4和t5之间的间隔短于在第三和第四时间t3和t4之间的间隔。

但是，如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第五时间t5仍然生效。结果，振荡器234没有生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且pfc电路202在dcm下工作。

在第六时间t6，由于在通过电感器214的电流中的振铃，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内的电流的振铃中的第二波谷处检测到零电流状况。如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第六时间t6不再生效。结果，振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且以上关于第一和第二时间t1和t2所描述的操作在两个区别下重复进行。

第一，在第六时间t6触发的消隐时间具有随第二消隐时间值tblnk2而定的持续时间。

第二，在第五和第六时间t5和t6之间的间隔内，电感器214既没有通过功率开关218进行充电，也没有通过二极管222进行放电。结果，零电流时间信号tzc在第五和第六时间t5和t6之间的间隔内被断言。由于零电流时间信号tzc的断言，当开关控制信号vg1在第七时间t7被取消断言时，零电流电压vzc大于零。

结果，在第七时间t7，断开延迟电路230使修改后的开关控制信号vg2的取消断言延迟与零电流电压vzc的值成比例的间隔，在开关控制信号vg1的取消断言的时间开始。这会促使功率开关218的接通时间的持续时间比由低带宽反馈回路为开关控制信号vg1确定的接通持续时间长。

在第八时间t8，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。在所示的实例中，由于在第四和第八时间t4和t8之间的间隔内出现的ac电源电压vac的值的减小，在第六和第八时间t6和t8之间的间隔短于在第四和第五时间t4和t5之间的间隔。

但是，因为在第六时间t6开启的消隐间隔具有随第二消隐时间值tblnk2而定的持续时间，并且第二消隐时间值tblnk2对应于比第一消隐时间值tblnk1的持续时间短的消隐间隔的持续时间，所以消隐时间在第八时间t8不再生效。结果，振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且在振荡器234中触发消隐间隔。在第八时间t8触发的消隐时间具有随第一消隐时间值tblnk1而定的持续时间。然后，按照针对第一时间t1所描述的那样进行操作，pfc电路202在bcm下工作(在此，只有一个周期)。

在第九时间t9，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。在所示的实例中，由于在第六和第九时间t6和t9之间的间隔内出现的ac电源电压vac的值的减小，在第八和第九时间t8和t9之间的间隔短于在第六和第八时间t6和t8之间的间隔。

如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第九时间t9仍然生效。结果，振荡器234没有生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且pfc电路202在dcm下工作。

在第十时间t10，波谷检测信号vd再次产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内的电流的振铃中的第二波谷处检测到零电流状况。如消隐信号t_blnk所示，消隐间隔在第十时间t10不再生效。结果，振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，以及以上针对第六时间t6所描述的操作。

在第十一时间t11和第十二时间t12的操作分别与在第九时间t9和第十时间t10的操作相同，只是在第十二时间t12触发的消隐时间具有随第一消隐时间值tblnk1而定的持续时间。

图2c包含示出根据一种实施例pfc电路202在dcm下的工作的波形。所示的波形与图2b中所示的那些波形相同，只是输出电压vo没有示出。图2c的时间标度(即横轴)相对于图2b的时间标度略有压缩。

图2c示出了从在电感器214的充电-放电操作结束之后的第三波谷内接通功率开关218到在电感器214的充电-放电操作结束之后的第三波谷内接通功率开关218的过渡，其中该过渡根据第一和第二消隐时间值tblnk1和tblnk2来执行，其中pfc电路202在逐个工作周期的基础上于这两个消隐时间之间交替。

在第一时间t1，波谷检测信号vd产生高电平脉冲，用于指出在电感器214内检测到零电流状况。在此，该脉冲对应于前一工作周期的第三波谷，并且在第一时间t1没有消隐间隔生效。因此，在波谷检测信号vd上的脉冲促使振荡器234生成在接通触发信号on_trig上的脉冲，并且在振荡器234中触发消隐间隔。在所示的实例中，在第一时间t1触发的消隐时间具有随第一消隐时间值tblnk1而定的持续时间。

然后，pfc电路202如同关于图2b的第一时间t1所描述的那样操作，只是有两个区别。第一，由于前一周期的零电流时间(如在第二时间t2是零电流电压信号vzc的值所反映的)，断开延迟电路230通过使修改后的开关控制信号vg2的下降沿延迟来生成与开关控制信号vg1相比持续时间更长的修改后的开关控制信号vg2。这延长了电感器214的充电时间，从而在第一周期内允许更多的能量被结合到电感器214的磁场内。

第二，由于交流电源电压vac的相对于图2b中所示的值减小的值，电感器214的充电-放电操作与在图2b的第一时间t1开启的相应的充电-放电周期相比更早结束。结果，将要在消隐间隔不再生效之后检测的第一过零出现于第三时间t3上的第三波谷内。

在第三时间t3，零电流状况在第一工作周期的第三波谷内被检测到，这在消隐时间的结束之后。结果，新的充电-放电操作被开启，如同在第一时间t1出现的那样。

但是，因为pfc电路202正在使用第二消隐时间值tblnk2来确定紧随第三时间t3之后的消隐间隔的持续时间，并且因为交流电源电压vac的值在第一时间t1与第三时间t3之间的间隔内增加，所以电感器214的充电-放电操作与前一工作周期内相应的充电-放电操作相比持续更长时间。

结果，在第五时间t5，消隐间隔后的零电流状况在第二工作周期的第二波谷内被检测到。新的(第三)充电-放电操作被开启，如同在第一时间t1出现的那样，其中第一消隐时间值tblnk1被用来确定消隐间隔的持续时间。

因为第二周期的零电流时间短于第一周期的零电流时间(如零电流时间信号tzc的值所反映的)，所以与在开关控制信号的下降沿出现于第二周期内(在第四时间t4)时的零电流电压信号vzc的值相比，在开关控制信号的下降沿出现于第三周期内(在第六时间t6)时的零电流电压信号vzc的值更小。结果，与第二周期相比，在第三周期内断开延迟电路230使修改后的开关控制信号vg2的下降沿延迟更小的间隔。

在第七时间t7，消隐间隔后的零电流状况在第三工作周期的第三波谷内被检测到，并且pfc电路202的操作在第四周期内进行，如同针对在第三时间t3开始的第二周期所描述的。

在第八时间t8，消隐间隔后的零电流状况在第四工作周期的第二波谷内被检测到，并且pfc电路202的操作在第五周期内进行，如同针对在第五时间t5开始的第三周期所描述的。

在第九时间t9，消隐间隔后的零电流状况在第五工作周期的第三波谷内被检测到，并且pfc电路202的操作在第六周期内进行，如同针对在第三时间t3开始的第二周期所描述的。

在第十时间t10，消隐间隔后的零电流状况在第六工作周期的第二波谷内被检测到，并且pfc电路202的操作在第四周期内进行，如同针对在第五时间t5开始的第三周期所描述的。

在第十一时间t11，消隐间隔后的零电流状况在第七工作周期的第二波谷内被检测到，并且pfc电路202的操作在第八周期(未示出)内进行，如同针对第二周期所描述的。

总之，图2c示出在dcm下工作且在第一周期及之前的周期(未示出)内的第三波谷上切换的，并然后随着交流电源电压vac的瞬时值随时间上升而过渡到在第二波谷内的切换的pfc电路202。第三波谷切换到第二波谷切换的过渡通过两个交替的消隐时间的操作而变得突变较少，使得切换的模式为第三波谷、第三波谷、第二波谷、第三波谷、第二波谷、第三波谷、第二波谷、第二波谷(即，…3，3，2，3，2，3，2，2，…)。与此相比，本技术领域中已知的pfc电路在它们于其内突然切换的波谷之间过渡(即，…3，3，3，3，2，2，2，2…)，这可能会导致从交流电源引出的电流的畸变。

尽管所示的实例已经采用了两个交替的切换时间，并且已经示出了从bcm到dcm(即，从第一波谷切换到第二波谷切换)的过渡以及从第三波谷切换到第二波谷切换的过渡，但是实施例并不限定于此，并且可以采用以上所描述的过程来使从任意波谷内的切换到任意相邻波谷内的切换的过渡变得突变较小。

图3示出了根据一种实施例的零电流检测(zcd)电路326。zcd电路326适合用于图2的zcd电路226中。

zcd电路326接收零电流检测电压vzcd，并且使用它来产生波谷检测信号vd。zcd电路326接收修改后的开关控制信号vg2，并且使用它及波谷检测信号vd来产生零电流时间信号tzc。zcd电路326包含第一和第二二极管330和334，第一、第二和第三电压源332、336和338，比较器340，缓冲器342，第一d型触发器344和第二d型触发器346。

第一二极管330和第一电压源332可操作用于给零电流检测电压vzcd提供偏置电压。在一种实施例中，该偏置电压为-0.7v。第二二极管334和第二电压源336可操作用于将零电流检测电压vzcd钳位于钳位电压。在一种实施例中，钳位电压为5v。

第三电压源338给比较器340提供阈值电压。在一种实施例中，阈值电压为0.7v。当零电流检测电压vzcd大于阈值电压时，比较器340的输出被取消断言(例如，被驱动为低电平)，并且当零电流检测电压vzcd小于阈值电压时，被断言(例如，被驱动为高电平)。

响应于比较器340的输出的断言(例如，上升沿)，第一d型触发器锁定为“1”的值，并且输出具有为1的值的波谷检测信号vd。比较器340的输出还被提供给缓冲器342，用于使该输出延迟例如100纳秒。比较器340的延迟后的输出被提供给第一d型触发器344的清零输入clr。结果，在比较器340的输出的上升沿之后的100纳秒促使第一d型触发器344输出具有为1的值的波谷检测信号vd，第一d型触发器344被清零并且波谷检测信号vd返回至0。

因此，zcd电路326在由零电流检测电压vzcd指示的每个零电流时段开始时产生具有100纳秒正向脉冲的波谷检测信号vd。

zcd电路326通过在波谷检测信号vd上的每个脉冲的上升沿处对第二d型触发器346置位并且在修改后的开关控制信号vg2被断言时对第二d型触发器346清零来产生零电流时间信号tzc。结果，零电流时间信号tzc在包含zcd电路326的pfc电路的工作周期内检测到的第一零电流处被断言，并且保持为断言的，直到电感器的充电在随后的工作周期内被开启。

图4示出了根据一种实施例的低通滤波器(lpf)电路428。lpf电路根据零电流时间信号tzc产生零电流电压信号vzc。lpf电路428适合用于图2的lpf电路228中。

lpf电路428包含耦接在一起作为低通电阻-电容(rc)滤波器的电阻器440和电容器442。在一种实施例中，rc滤波器的时间常数根据pfc电路的最小工作周期时间来确定，例如，为最小周期时间的数倍。在具有例如5μs的最小工作周期时间的一种说明性实施例中，rc滤波器的时间常数可以是20μs。

图5a示出了根据一种实施例的断开延迟电路530，适合用于图2的断开延迟电路230中。断开延迟电路530接收开关控制信号vg1和零电流电压信号vzc，并且根据所接收的信号产生修改后的开关控制信号vg2。修改后的开关控制信号vg2具有作为对开关控制信号vg1的相应上升沿的立即响应而出现的上升沿，并且具有作为对开关控制信号vg1的相应下降沿的延迟响应而出现的下降沿。用来生成下降沿的延迟量根据零电流电压信号vzc的电压值来确定。在一种实施例中，用来生成下降沿的延迟可以为0～1μs，随根据零电流电压信号vzc的值而定，0μs对应于具有为0v的值的零电流电压信号vzc。

断开延迟电路530包含电流源550、电容器552、复位开关554、比较器556和置位-复位(sr)触发器558。电流源550与电容器552的第一端子连接，而电容器552的第二端子与地线连接。复位开关554具有分别与电容器552的第一和第二端子连接的第一和第二导电端子，以及与开关控制信号vg1连接的控制端子。在一种说明性实施例中，电流源550提供1毫安(ma)的电流，电容器552具有1纳法(nf)的电容，而复位开关554为n沟道mosfet。

电流源550、电容器552和复位开关554可操作用于给比较器556的负输入提供斜坡信号ramp。当开关控制信号vg1被断言时，斜坡信号ramp具有0v的电压值，并且当开关控制信号vg1被取消断言时，具有将会增加的电压值。在一种说明性实施例中，斜坡信号ramp的电压值以1v/μs的速率增加。

比较器556将斜坡信号ramp与零电流电压信号vzc进行比较。当斜坡信号ramp小于零电流电压信号vzc时，比较器556对其输出取消断言，并且当斜坡信号ramp大于零电流电压信号vzc时，对其断言。结果，比较器556的输出在开关控制信号vg1的取消断言(即，下降沿)之后的延迟vzc/rd处被断言，其中vzc为零电流电压信号vzc的电压值，而rd是在开关控制信号vg1被取消断言时斜坡信号ramp增加的速率。

sr触发器558具有与开关控制信号vg1耦接的置位输入s以及与比较器556的输出耦接的复位输入r。sr触发器558的输出q产生修改后的开关控制信号vg2。因此，当开关控制信号vg1被断言时，修改后的开关控制信号vg2被断言，并且当比较器556的输出被断言时，被取消断言。

图5b包含示出在根据一种实施例的于dcm下工作的pfc电路(诸如图2的pfc电路202)内使用断开延迟电路530的效果的波形。上图示出了在断开延迟电路530的于dcm下工作的pfc电路的工作期间，于50hz的交流电源的一个周期内的交流电源电流iac以及储能电感器(例如，图2的电感器214)的电感器电流il。下图示出了在具有断开延迟电路530的于dcm下工作的pfc电路的工作期间，于50hz的交流电源的一个周期内的交流电源电流iac以及储能电感器的电感器电流il。

如图所示，相对于不使用断开延迟电路530，断开延迟电路530可操作用于减少交流电源电流iac的畸变(即，产生更好地逼近正弦波的波形)。断开延迟电路530的使用还增加电感器电流il的平均电流，没有增加电感器电流il的峰值电流。

图6a示出了根据一种实施例的适合于用作图2的振荡器234的振荡电路634。振荡电路634接收波谷检测信号vd，并生成接通触发信号on_trig。当在振荡电路634内部的消隐间隔为非活动(即，生效)时，振荡电路634响应于波谷检测信号vd的断言而对接通触发信号on_trig断言。消隐间隔响应于接通触发信号on_trig的断言而被开启。

振荡电路634包含与门660、或门662、置位-复位(sr)触发器664、复位开关666、电流源668和电容器670，这些器件在一起操作可产生斜坡信号vct。振荡电路634还包含用于接收斜坡信号vct的第一、第二和第三比较器672、676和684，用于分别给第一和第二比较器672和676提供阈值的第一和第二电压源674和678，以及用于给第三比较器684提供消隐时间阈值电压vblnk的反转(t)触发器680和模拟复用器682。

与门660接收波谷检测信号vd和消隐无效信号(blankinginactivesignal)t_blnk_b。当消隐间隔生效时，消隐无效信号t_blnk_b为低电平，否则为高。因此，当消隐间隔不生效时，在波谷检测信号vd上的正向脉冲在与门660的输出上产生正向脉冲。

或门662接收与门660的输出以及斜坡电压超时信号vct_to。当斜坡电压vct超过预定的斜坡超时电压vto时，斜坡电压超时信号vct_to被断言。斜坡电压超时信号vct_to可操作用于建立包含振荡电路634的pfc电路的最小工作频率，如下文所解释。

因此，当正向脉冲在消隐间隔为非活动的情况下出现于波谷检测信号vd上时，或者当斜坡电压超时信号vct_to被断言时，或门的输出被断言。或门的输出与sr触发器664的置位(s)输入耦接。因此，当或门的输出被断言时，sr触发器664产生具有高电平值的开关控制信号g。

电流源668与电容器670的第一端子连接，而电容器670的第二端子与地线连接。复位开关666具有分别与电容器670的第一和第二端子连接的第一和第二导电端子，并且复位开关666的控制端子接收开关控制信号g。在一种说明性实施例中，电流源668提供1毫安(ma)的电流，电容器670具有1000皮法(pf)的电容，而复位开关666是n沟道mosfet。

斜坡电压vct在电容器670的第一端子处产生。当开关控制信号g具有高电平值时，斜坡电压vct由复位开关666复位为0v的值。当开关控制信号g具有低电平值时，斜坡电压vct以通过由电流源668提供的电流和电容器670的电容来确定的斜升速率增加。在一种实施例中，斜升速率为1v/μs。

包含第一电阻器686和第二电阻器688的分压器接收斜坡电压vct，并产生经缩放的斜坡电压svct。第一比较器672将经缩放的斜坡电压svct与第一电压源674的电压值(斜坡超时电压vto)进行比较，以产生斜坡电压超时信号vct_to。当经缩放的斜坡电压svct小于斜坡超时电压vto时，第一比较器672对斜坡电压超时信号vct_to取消断言，并且当经缩放的斜坡电压svct大于斜坡超时电压vto时，对斜坡电压超时信号vct_to断言。在其中斜坡电压vct的斜升速率为1v/μs的一种说明性实施例中，经缩放的斜坡电压svct为斜坡电压vct的十分之一，并且斜坡超时电压vto为4伏特(对应于40伏特的斜坡电压vct)，相应的超时时间为40μs，从而建立为1/40μs＝25khz的最小工作频率。

第二比较器676将斜坡电压vct与第二电压源678的电压值进行比较，以产生接通触发信号on_trig。当斜坡电压vct小于第二电压源678的电压值时，第二比较器676对接通触发信号on_trig断言，并且当斜坡电压vct大于第二电压源678的电压值时，对接通触发信号on_trig取消断言。

因此，第二比较器676可操作用于：当斜坡电压vct被复位为0v时，对断言接通触发信号on_trig断言，并且一旦斜坡电压vct上升到第二电压源678的电压值以上时，对接通触发信号on_trig取消断言，由此生成在接通触发信号on_trig上的正向脉冲。在斜坡电压vct的斜升速率为100mv/μs的一种说明性实施例中，第二电压源678的电压值为2毫伏，对应于20纳秒的脉冲宽度。

接通触发信号on_trig由振荡电路634输出，并且还被提供给sr触发器664的复位(r)输入和t触发器680的时钟输入。因此，在接通触发信号on_trig上的正向脉冲促使开关控制信号g被取消断言，断开复位开关666并且允许斜坡电压vct增加。在接通触发信号on_trig上的正向脉冲还促使t触发器680切换，使得当在接通触发信号on_trig上出现连续的正向脉冲时，由t触发器680产生的时间选择信号tsel在0和1之间交替。

模拟复用器682接收时间选择信号tsel以及第一和第二消隐时间电压vblnk1和vblnk2，并且产生所选消隐时间电压vblnk。当时间选择信号tsel具有为0的值时，模拟复用器682产生具有与第一消隐时间电压vblnk1相等的值的所选消隐时间电压vblnk，并且当时间选择信号tsel具有为1的值时，产生具有与第二消隐时间电压vblnk2相等的值的所选消隐时间电压vblnk。

t触发器680作为环绕式(withwrap-around)1位计数器来工作，用于对接通触发信号on_trig上的脉冲数，即包含振荡器634的pfc电路的工作周期数进行计数，该计数选择两个预定消隐时间电压之一，但是实施例并不限定于此。在一种实施例中，环绕式多位计数器可以被用来对接通触发信号on_trig上的脉冲进行计数，并且该计数可以被用来从三个或更多预定消隐时间电压当中选择一个。

振荡电路634的实施例通过确定与pfc电路的工作周期c的数量对预定消隐时间数m求模(modulo)结果对应的计数n以及确定所选消隐时间bt等于集合s中的第n个预定消隐时间，从m个预定消隐时间的集合s当中确定所选消隐时间bt：

n＝cmodulom公式1

bt＝s[n]公式2

第三比较器684将斜坡电压vct与所选消隐时间电压vblnk进行比较，以生成消隐无效信号t_blnk_b。当斜坡电压vct小于所选消隐时间电压vblnk时，第三比较器684对消隐无效信号t_blnk_b取消断言。当斜坡电压vct大于所选消隐时间电压vblnk时，第三比较器684对消隐无效信号t_blnk_b断言。在该示例中，第三比较器684还产生作为消隐无效信号t_blnk_b的逻辑补量(logicalcomplement)的消隐有效(bankingactive)信号t_blnk。

在斜坡电压vct的斜升速率为100mv/μs的一种实施例中，第一消隐时间电压vblnk1的预定值为700毫伏，对应于7μs的消隐时间持续时间，而第二消隐时间电压vblnk2的预定值为720毫伏，对应于7.2μs的消隐时间持续时间。在该实施例中，所选消隐时间电压vblnk的值随着接通触发信号on_trig的每个脉冲而在700毫伏和720毫伏之间交替，并因此消隐时间的持续时间在7μs和7.2μs之间交替。

在振荡电路634的另一种实施例中，所选消隐时间电压vblnk这样来提供：在奇数编号的工作周期内将预定的偏移电压加上预定的消隐时间电压，并且在偶数编号的工作周期内没有将预定的偏移电压加上预定的消隐时间电压。在振荡电路634的另一种实施例中，所选消隐时间电压vblnk这样来提供：在奇数编号的工作周期内将第一预定偏移电压加上预定的消隐时间电压，并且在偶数编号的工作周期内将第二预定偏移电压加上预定的消隐时间电压。

图6a所示的振荡电路634的实施例使用两个交替的消隐时间来操作，但是实施例并不限定于此。在一种实施例中，振荡电路634只使用一个消隐时间。

图6b示出了图6a所示的振荡电路634的操作。图6b中所示的是波谷检测信号vd、开关控制信号g、斜坡电压vct、接通触发信号on_trig、时间选择信号tsel、消隐无效信号t_blnk_b和消隐有效信号t_blnk。

在第一时间t1，当消隐无效信号t_blnk_b被断言时，即在前一消隐时间(未示出)之后，第一脉冲到达波谷检测信号vd上。结果，开关控制信号g由sr触发器664断言，这促使复位开关666闭合，从而使电容器670放电并且使斜坡电压vcd复位至0v。这会促使第二比较器676对接通触发信号on_trig断言。斜坡电压vcd复位至0v还会促使第三比较器684对消隐无效信号t_blnk_b取消断言，并对消隐有效信号t_blnk断言。

接通触发信号on_trig的断言使sr触发器664复位，这会促使复位开关666断开，从而允许斜坡电压vcd以上述斜升速率上升。接通触发信号on_trig的断言还会使t触发器680切换，从而导致第二消隐时间电压vblnk2被选择为所选消隐时间电压vblnk。在所示的实施例中，第二消隐时间电压vblnk2具有与7.2μs的消隐时间对应的电压值。

在复位开关666由接通触发信号on_trig的断言断开不久之后，斜坡电压vct上升到第二电压源678的值以上，从而导致接通触发信号on_trig被取消断言。

在出现于第一时间t1之后的7.2μs处的第二时间t2，斜坡电压vct上升到所选消隐时间电压vblnk以上，从而导致第三比较器684对消隐无效信号t_blnk_b断言并且对消隐有效信号t_blnk取消断言。

在第三时间t3，第二脉冲到达波谷检测信号vd上。因为消隐无效信号t_blnk_b在第三时间t3被取消断言，所以第二脉冲促使开关控制信号g被断言，并且电路的操作如同以上针对第一时间t1所描述的那样进行，只是t触发器680的切换会促使第一消隐时间电压vblnk1被选择为所选消隐时间电压vblnk。在所示的实施例中，第一消隐时间电压vblnk1具有与7μs的消隐时间对应的电压值。

在出现于第一时间t1之后的7μs处的第四时间t4，斜坡电压vct上升到所选消隐时间电压vblnk以上，从而导致第三比较器684对消隐无效信号t_blnk_b断言并且对消隐有效信号t_blnk取消断言。

在第五时间t5，第三脉冲到达波谷检测信号vd上。因为消隐无效信号t_blnk_b在第五时间t5被取消断言，所以第三脉冲促使开关控制信号g被取消断言，并且电路的操作如同以上针对第一时间t1所描述的那样进行，第二消隐时间电压vblnk2被选择为所选消隐时间电压vblnk。

在第六时间t6，第四脉冲到达波谷检测信号vd上。但是，第四脉冲在第五时间t5之后的不到7.2μs时到达，并且因此消隐无效信号t_blnk_b仍然被取消断言。结果，振荡电路634忽略第四脉冲。

在第七时间t7，第五脉冲到达波谷检测信号vd上。因为消隐无效信号t_blnk_b在第七时间t7被取消断言，第五脉冲促使开关控制信号g被取消断言，并且电路的操作如同以上针对第三时间t3所描述的那样进行，第一消隐时间电压vblnk1被选择为所选消隐时间电压vblnk。

在第八时间t8，第六脉冲到达波谷检测信号vd上。因为消隐无效信号t_blnk_b在第八时间t8被取消断言，第六脉冲促使开关控制信号g被取消断言，并且电路的操作如同以上针对第一时间t1所描述的那样进行，第二消隐时间电压vblnk2被选择为所选消隐时间电压vblnk。

在第九时间t9，第七脉冲到达波谷检测信号vd上。但是，第四脉冲在第八时间t8之后的不到7.2μs时到达，并且因此消隐无效信号t_blnk_b仍然被取消断言。结果，振荡电路634忽略第七脉冲。

在第十时间t10，第八脉冲到达波谷检测信号vd上。因为消隐无效信号t_blnk_b在第十时间t10被取消断言，第八脉冲促使开关控制信号g被取消断言，并且电路的操作如同以上针对第三时间t3所描述的那样进行，第一消隐时间电压vblnk1被选择为所选消隐时间电压vblnk。

图6c包含示出在根据一种实施例的于dcm下工作的pfc电路(诸如图2的pfc电路202)内使用振荡电路634的效果的波形。图6c示出了在pfc电路正在dcm下工作并且切换从第四波谷内的切换变为第三波谷内的切换的时段内的交流电源电流iac。上波形示出了在振荡电路使用固定的消隐时间时的交流电源电流iac。下波形示出了在振荡电路634在pfc电路的连续工作周期内于7μs和7.2μs之间交替消隐时间时的交流电源电流iac。

在图6c中，使用固定消隐频率的pfc电路正好在53.5毫秒的标记之前从第四波谷内的切换变为第三波谷内的切换，这导致交流电源电流iac中的毛刺。与此相比，在于53.3毫秒附近过渡到第三波谷内的切换之前，使用振荡电路634的pfc电路在53.1毫秒和53.3毫秒之间的时段内从第四波谷内的切换过渡到第四和第三波谷内的切换之间的交替，这引起交流电源电流iac中的毛刺减少。

在53.8毫秒和54.2毫秒之间的时段内能够见到同样的效果，其中无振荡电路634的pfc电路在从第三波谷切换突然过渡到第二波谷切换时会引入大的毛刺。相比之下，有振荡电路634的pfc电路可通过使从第三波谷切换到第二波谷切换的变化不那么突然而引入较小的毛刺，从而减小pfc电路的总谐波畸变(thd)。

实施例使用有限的切换频率、减小的线路电流畸变、增大的功率因数(pf)以及与pfc电路耦接的交流电源的降低的thd来提供功率因数校正(pfc)。

实施例包括一种用于控制pfc电路的方法，该方法包括根据pfc电路的工作周期来确定消隐时间来产生指示零电流条件的波谷检测信号，并且根据波谷检测信号和消隐时间来确定是否开启pfc电路的工作周期。

在一种实施例中，确定消隐时间包括确定与pfc电路的工作周期数对多个预定消隐时间的基数求模的结果对应的计数n，并且确定该消隐时间为多个预定消隐时间中的第n个预定消隐时间。

在一种实施例中，该多个预定消隐时间的基数为2。在一种实施例中，该方法还包括：当工作周期的充电-放电时段的持续时间长于消隐时间时，使pfc电路在边界导通模式(bcm)下工作，并且当工作周期的充电-放电时段的持续时间短于消隐时间时，使pfc电路在非连续导通模式(dcm)下工作。

在一种实施例中，该方法还包括：根据pfc电路的输出电压来确定工作周期的充电操作的第一持续时间，根据之前的一个或多个工作周期的零电流时间来确定延迟时间，并且使充电操作的第一持续时间延迟该延迟时间。

在一种实施例中，该方法还包括：生成具有针对与第一持续时间对应的持续时间被断言的第一脉冲的第一控制信号，响应于第一控制信号的断言而立即断言第二控制信号，在该延迟时间之后响应于第一控制信号的取消断言而对第二控制信号取消断言，并且当第二控制信号被断言上执行充电操作。

在一种实施例中，当pfc电路在bcm下工作时，延迟时间为零，并且当pfc电路在dcm下工作时，大于零。

在一种实施例中，该方法还包括在前一工作周期的消隐时间已经到期之后响应于指示零电流条件的波谷检测信号而决定开启工作周期。

在一种实施例中，在工作周期开启时，消隐时间开始。

实施例包括一种功率因数校正(pfc)电路，该pfc电路包含：用于根据所感测电流来生成电流感测信号的电流感测电路，用于使用电流感测信号来生成波谷检测信号的零电流检测电路，以及振荡电路。振荡电路接收波谷检测信号，根据pfc电路的工作周期从多个预定消隐时间当中确定消隐时间，并且根据波谷检测信号和消隐时间生成接通触发信号。

pfc电路还包含用于根据pfc电路的输出电压来确定门控信号的第一持续时间的第一反馈电路。pfc电路响应于接通触发信号的断言而开启充电操作，并且在从开启了充电操作起经过了第一持续时间之后终止充电操作。

在一种实施例中，pfc电路还包含用于根据所感测电流的占空比来确定延迟时间的第二反馈电路。pfc电路在充电操作开启后经过了第二持续时间之后终止充电操作，第二持续时间等于第一持续时间加上延迟时间。

本公开的实施例包含被配置用于执行本文所述的操作中的一项或多项操作的电子器件。但是，实施例并不限定于此。

虽然为了帮助对本发明的理解已经公开了说明性的实施例，但是实施例并不限定于此，而是由所附权利要求书的范围来限定。实施例可以包括包含于所附权利要求书的范围之内的各种修改和等效布局。实施例所描述的操作的顺序是说明性的，并且可以重新排序，除非另有限定。此外，两个或更多实施例的特征可以结合起来以形成新的实施例。