一种四管BUCK-BOOST电路的控制方法、控制电路及系统与流程

本申请涉及buck-boost电路领域，尤其涉及一种四管buck-boost电路的控制方法、控制电路及系统。

背景技术：

dc/dc变换器是将一种直流电压转换为另外一种直流电压的电子装置。四管buck-boost电路是近年来得到广泛应用的一种dc/dc电路拓扑，其电路结构如图1所示。其中，q1～q4为功率金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，mosfet)，lo为滤波电感，cin为输入电容、co为输出滤波电容。该电路的控制策略灵活，四个mosfet管可以组合出多种脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)调制策略。

现有技术采用的技术方案为：电感电流临界导通模式(boundaryconductionmode，bcm)+电感电流断续模式(discontinuousconductionmode，dcm)，同时采用两种调制控制模式，在上述图1所示的四管buck-boost电路的基础上，如图2a和图2b所示，当输出重载时，电路工作在bcm模式，按照图2a所示的pwm调制方式工作：t0～t3为一个完整的开关周期，同一桥臂的两只mos管互补导通。周期的初始时刻q1和q4导通，周期的结束时刻q2和q3同时关断，同时电感电流临界连续，即电感电流在t3时刻过零后立刻开启下一个周期。随着负载的减小，电路工作频率线性升高，当达到限定的最高频率后，工作频率不再发生变化，之后电路进入dcm模式，按照图2b所示的pwm调制方式工作：t0～t4为一个完整的开关周期，同一桥臂的两只mos管互补导通。与bcm模式相比，在t3时刻，电感电流过零，之后q3关断，q4导通，在t3～t4阶段增加q2、q4同时导通模态，将电感电流钳位。以q2关断作为一个周期结束的时刻，之后q1导通，开启新的工作周期，电路周而复始如此工作。通过控制q1和q4的占空比大小达到调节变换器电压传输比，控制输出电压的目的。

然而，现有的技术方案中，需增加额外的检测、控制电路，以实现bcm、dcm两种工作模式的切换，控制复杂，电路成本增加。

技术实现要素：

本申请实施例提供了一种四管buck-boost电路的控制方法、控制电路及系统，用于在没有额外增加硬件电路的前提下通过改变调制方式，实现四管buck-boost电路工作模式的切换，从而达到提高电路整体工作效率的目的。

本申请实施例的第一方面提供了一种四管buck-boost电路的控制方法，所述四管buck-boost电路包括电源输入端、电压输出端和四个功率mosfet，分别为q1、q2、q3和q4，所述q1和所述q2为互补导通，所述q3和所述q4为互补导通，所述q1的输入端与所述输入电源的正极相连，所述q2的输出端与所述电源输入端的负极相连，所述q4的输出端与所述电压输出端的负极相连，所述q3的输入端与所述电压输出端的正极相连，包括：获取所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；当所述四管buck-boost电路处于额定负载态且所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式，其中所述额定负载态表示所述四管buck-boost电路处于满载态进行工作，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加，使得输出电流减小；需要说明的是，所述q4与q1之间的移相角的值，与所述输出电流的电流值为反相关关系；在所述移相控制模式下，若所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小，使得所述输出电流减小；所述q1和所述q3的占空比等比例变化的倍数，与所述输出电流的电流值为正相关关系。本申请实施例中，未额外增加硬件电路，仅通过改变调制模式，以移相角和占空比为控制量，使四管buck-boost电路在负载减小时能始终工作在轻载/空载态，实现四管buck-boost电路工作模式的切换，从而达到提高电路整体工作效率的目的。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第一种实现方式中，所述当所述四管buck-boost电路处于额定负载态且所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式包括：当所述四管buck-boost电路处于所述额定负载态时，判断所述实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；若是，则确定所述实际输出电压值过冲，并将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式。本实现方式中，细化了如何判断实际输出电压值是否过冲的方式，使本申请实施例的步骤更加完善。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第二种实现方式中，所述将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式包括：以预置第一速率增加所述q4和所述q1的移相角，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的差值小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至移相控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第三种实现方式中，所述在所述移相控制模式下，若所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式包括：当所述移相角达到最大值，且所述实际电压输出值过冲时，将所述四管buck-boost电路结束所述移相控制模式并调整至所述调宽控制模式；当所述四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，所述最大值为所述q2的占空比的值；当所述四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，所述最大值为所述q4的占空比的值。本实现方式中，说明了在不同的降压升压条件下，移相角能达到的最大值的具体取值，以及从移相控制模式切换到调宽控制模式的触发条件，增强了本申请实施例的逻辑性。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第四种实现方式中，所述将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式包括：以预置第二速率等比例减小所述q1的占空比和所述q3的占空比，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的误差小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至调宽控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第五种实现方式中，所述四管buck-boost电路的电压传输比的计算公式为：

所述p用于表示所述四管buck-boost电路的电压传输比，所述dq1用于表示所述q1的占空比，所述dq2用于表示所述q2的占空比，所述dq3用于表示所述q3的占空比，所述dq4用于表示所述q4的占空比。本实现方式中，细化了电路中电压传输比的具体计算公式，使得本申请实施例的可操作性更强。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第六种实现方式中，当所述四管buck-boost电路处于所述额定负载态时，所述四管buck-boost电路采用满载电感电流临界连续bcm调制控制模式。本实现方式中，说明了当电路处于额定负载态时电路所采用的工作模式，使得本申请实施例的内容更为丰富，易于实现。

本申请实施例的第二方面提供了一种控制电路，用于控制四管buck-boost电路，所述四管buck-boost电路包括电源输入端、电压输出端和四个功率mosfet：q1、q2、q3和q4，所述q1和所述q2为互补导通，所述q3和所述q4为互补导通，所述q1的输入端与所述输入电源的正极相连，所述q2的输出端与所述电源输入端的负极相连，所述q4的输出端与所述电压输出端的负极相连，所述q3的输入端与所述电压输出端的正极相连，所述控制电路包括电压检测电路和脉冲宽度调制pwm控制电路，包括：所述电压检测电路，用于获取所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；所述pwm控制电路，用于接收所述电压检测电路检测到的实际输出电压值，并确定当所述四管buck-boost电路处于额定负载态且所述实际输出电压值过冲时，则将移相调制模式的第一控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在移相控制模式，所述额定负载态表示所述四管buck-boost电路处于满载态，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加，使得输出电流减小；所述q4与q1之间的移相角的值，与所述输出电流的电流值为反相关关系；在所述移相控制模式下，所述pwm控制电路还用于接收所述电压检测电路检测到的实际输出电压值，并确定若所述实际输出电压值过冲时，则将调宽控制模式的第二控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小，使得所述输出电流减小；所述q1和所述q3的占空比等比例变化的倍数，与所述输出电流的电流值为正相关关系。本申请实施例中，未额外增加硬件电路，仅通过改变调制模式，以移相角和占空比为控制量，使四管buck-boost电路在负载减小时能始终工作在轻载/空载态，实现四管buck-boost电路工作模式的切换，从而达到提高电路整体工作效率的目的。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第一种实现方式中，所述pwm控制电路包括第一比较电路和第一调整电路，包括：所述第一比较电路，当所述四管buck-boost电路处于所述额定负载态时，用于接收所述电压检测电路输出的实际电压输出值，并判断所述实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；若是，则输出第一触发信号到所述第一调整电路；所述第一调整电路，用于接收所述第一比较电路输出的所述第一触发信号，并根据所述第一触发信号将所述第一控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在移相控制模式。本实现方式中，细化了如何判断实际输出电压值是否过冲的方式，使本申请实施例的步骤更加完善。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第二种实现方式中，所述第一控制信号用于指示所述四管buck-boost电路以预置第一速率增加所述q4和所述q1的移相角，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的差值小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至移相控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第三种实现方式中，所述pwm控制电路包括第二比较电路和第二调整电路，

所述第二比较电路，当所述四管buck-boost电路工作在所述移相控制模式下时，用于接收所述电压检测电路输出的实际电压输出值；若所述第二比较电路根据所述实际电压输出值确定在所述移相角达到最大值，且所述实际电压输出值过冲时，输出第二触发信号到所述第二调整电路；所述第二调整电路，用于接收所述第二比较电路输出的所述第二触发信号，并根据所述第二触发信号将所述第二控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路结束所述移相控制模式并调整至所述调宽控制模式；当所述四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，所述最大值为所述q2的占空比的值；当所述四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，所述最大值为所述q4的占空比的值。本实现方式中，说明了在不同的降压升压条件下，移相角能达到的最大值的具体取值，以及从移相控制模式切换到调宽控制模式的触发条件，增强了本申请实施例的逻辑性。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第四种实现方式中，所述第二控制信号用于指示所述四管buck-boost电路以预置第二速率等比例减小所述q1的占空比和所述q3的占空比，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的误差小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至调宽控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第五种实现方式中，所述四管buck-boost电路的电压传输比的计算公式为：

所述p用于表示所述四管buck-boost电路的电压传输比，所述dq1用于表示所述q1的占空比，所述dq2用于表示所述q2的占空比，所述dq3用于表示所述q3的占空比，所述dq4用于表示所述q4的占空比。本实现方式中，细化了电路中电压传输比的具体计算公式，使得本申请实施例的可操作性更强。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第六种实现方式中，当所述四管buck-boost电路处于所述额定负载态时，所述四管buck-boost电路采用满载电感电流临界连续bcm调制控制模式。本实现方式中，说明了当电路处于额定负载态时电路所采用的工作模式，使得本申请实施例的内容更为丰富，易于实现。

本申请实施例的第三方面提供了一种四管buck-boost电路的控制系统，所述四管buck-boost电路包括电源输入端、电压输出端和四个功率mosfetq1、q2、q3和q4，所述q1和所述q2为互补导通，所述q3和所述q4为互补导通，所述q1的输入端与所述输入电源的正极相连，所述q2的输出端与所述电源输入端的负极相连，所述q4的输出端与所述电压输出端的负极相连，所述q3的输入端与所述电压输出端的正极相连，包括：获取模块，用于获取所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；模式选择模块，用于当所述四管buck-boost电路处于额定负载态且所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加，使得输出电流减小；所述q4与q1之间的移相角的值，与所述输出电流的电流值为反相关关系；所述模式选择模块还用于在所述移相控制模式下，若所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小，使得所述输出电流减小；所述q1和所述q3的占空比等比例变化的倍数，与所述输出电流的电流值为正相关关系。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第一种实现方式中，所述模式选择模块具体包括：判断单元，当所述四管buck-boost电路处于额定负载态时，用于判断所述实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；第一调整单元，若是，则用于将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式。本实现方式中，细化了如何判断实际输出电压值是否过冲的方式，使本申请实施例的步骤更加完善。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第二种实现方式中，所述第一调整单元具体用于：

以预置第一速率增加所述q4和所述q1的移相角，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的差值小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至移相控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第三种实现方式中，所述模式选择模块具体包括：

第二调整单元，当所述移相角达到最大值，且所述实际电压输出值过冲时，用于将所述四管buck-boost电路结束所述移相控制模式并调整至所述调宽控制模式；

当所述四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，所述最大值为所述q2的占空比的值；

当所述四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，所述最大值为所述q4的占空比的值。本实现方式中，说明了在不同的降压升压条件下，移相角能达到的最大值的具体取值，以及从移相控制模式切换到调宽控制模式的触发条件，增强了本申请实施例的逻辑性。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第四种实现方式中，所述第二调整单元具体用于：

以预置第二速率等比例减小所述q1的占空比和所述q3的占空比，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的误差小于所述预置值。本实现方式中，细化了如何将电路调整至调宽控制模式，增加了本申请实施例的可实现方式。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第五种实现方式中，所述四管buck-boost电路的电压传输比的计算公式为：

所述p用于表示所述四管buck-boost电路的电压传输比，所述dq1用于表示所述q1的占空比，所述dq2用于表示所述q2的占空比，所述dq3用于表示所述q3的占空比，所述dq4用于表示所述q4的占空比。本实现方式中，细化了电路中电压传输比的具体计算公式，使得本申请实施例的可操作性更强。

在一种可能的设计中，在本申请实施例第三方面的第六种实现方式中，当所述四管buck-boost电路处于所述额定负载态时，所述四管buck-boost电路采用满载电感电流临界连续bcm调制控制模式。本实现方式中，说明了当电路处于额定负载态时电路所采用的工作模式，使得本申请实施例的内容更为丰富，易于实现。

本申请的第四方面提供了一种芯片装置，该芯片系统包括处理器和存储器，存储器包括指令，该处理器可以运行存储器存储的指令，以使该芯片装置执行上述第一方面所述的方法。

本申请的第五方面提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述各方面所述的方法。

本申请的第六方面提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述各方面所述的方法。

从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：检测所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；当所述四管buck-boost电路处于额定负载态，且所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加；在所述移相控制模式下，若所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小。本申请实施例中，未额外增加硬件电路，仅通过改变调制模式，以移相角和占空比为控制量，使四管buck-boost电路在负载减小时能始终工作在轻载/空载态，实现四管buck-boost电路工作模式的切换，从而达到提高电路整体工作效率的目的。

附图说明

图1为现有的buck-boost电路结构图；

图2a为现有的一种bcm调制控制模式图；

图2b为现有的一种dcm调制控制模式图；

图3为本申请实施例提供的一种可能的四管buck-boost电路的控制方法的流程示意图；

图4为本申请实施例提供的一种可能的升压态bcm调制控制模式图；

图5为本申请实施例提供的一种可能的升压态移相控制模式图；

图6为本申请实施例提供的一种可能的升压态调宽控制模式图；

图7为本申请实施例提供的一种可能的降压态bcm调制控制模式图；

图8为本申请实施例提供的一种可能的降压态移相控制模式图；

图9为本申请实施例提供的一种可能的降压态调宽控制模式图；

图10为本申请实施例提供的一种可能的控制电路的结构示意图；

图11为本申请实施例提供的一种可能的四管buck-boost电路的控制系统的结构示意图。

具体实施方式

本申请实施例提供了一种四管buck-boost电路的控制方法、控制电路及系统，用于在没有额外增加硬件电路的前提下通过改变调制方式，实现四管buck-boost电路工作模式的切换，从而达到提高电路整体工作效率的目的。

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

一般传统的四管buck-boost电路控制方案可以分为：buck，buck-boost，boost三个工作模式，其中，如图1所示，buck模式：q3保持导通，q4保持关断，q1和q2交替导通；buck-boost模式：q1和q2交替导通，q3和q4交替导通；boost模式：q1保持导通，q2保持关断，q3和q4交替导通。每一个周期，电路只工作于一个工作模式，当输入电压大于期望输出电压时，电路工作于buck模式；当输入电压接近期望输出电压时，电路工作于buck-boost模式；当输入电压小于期望输出电压时，电路工作于boost模式。

另外，四管buck-boost电路具有控制策略灵活的特点，q1、q2、q3和q4四个mos管可以组合出多种脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)策略。现有技术中，可以采用以下pwm策略：

①连续导通模式(continuousconductionmode，ccm)：在一个开关周期内，电感电流从不会到0，也可以理解为电感从不“复位”，即在开关周期内电感磁通从不回到0，mos管闭合时，线圈中还有电流流过。然而，电路工作在ccm模式下，无法实现mos管的零电压开关(zerovoltageswitch，zvs)开通，电路效率难优化。

②bcm模式+强制连续导通模式(forcedcontinuousconductionmode，fccm)：其中在bcm模式中，控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长。fccm模式中，由于低位mos管是双向导通的，当电感上的电流为0时，电感的电流反向，mos管同步续流不会截止，也是连续导通模式，故为fccm模式。四管buck-boost电路采用bcm模式+fccm模式时，若输出重载，电路工作在bcm调制控制模式，电感电流临界连续，即电感电流在过零后立即开启下一个周期。随着输出负载的减小，电路工作频率线性升高，当达到限定的最高频率后，工作频率不再变化，之后电路进入fccm模式，此时电感负向电流开始增加，当输出空载时，正向电流平均值与负向电流平均值相同，可见电路存在环流，不利于轻载效率的优化。

③bcm模式+dcm模式：在dcm模式中，一个开关周期内，电感电流总会为0，意味着电感被适当地“复位”，即mos管闭合时，电感电流为0。四管buck-boost电路采用bcm模式+fccm模式时，若输出重载，电路工作在bcm调制控制模式，随着输出负载的减小，电路工作频率线性升高，当达到限定的最高频率后，工作频率不再发生变化，之后电路进入dcm模式，按照图2b所示的pwm调制方式工作。然而，在实现bcm、dcm两种工作模式的切换过程中，需增加额外的检测、控制电路，控制复杂。

有鉴于此，本申请提供了一种四管buck-boost电路的控制方法，用于没有额外增加硬件电路的前提下，实现buck-boost电路在全负载范围的高效。

请参阅图3，为本申请提供的四管buck-boost电路的控制方法的流程图，该方法包括：

301、获取四管buck-boost电路的实际输出电压值；

基于图1所示的四管buck-boost电路的电路结构图，该四管buck-boost电路接收输入电压vin，通过功率转换后输出稳定的输出电压信号vout，该四管buck-boost电路包括：滤波电感lo，耦接于输入电压vin和电感lo的第一端间的第一mos管q1，耦接于电感lo的第一端与接地端间的第二mos管q2，耦接于电感lo的第二端与稳定输出电压vout间的第三mos管q3，以及耦接于电感lo的第二端与接地端间的第四mos管q4。其中，cin为输入滤波电容，co为输出滤波电容。

在电路工作的过程中，获取该四管buck-boost电路的实际输出电压值，即通过功率转换后输出的实际输出电压信号vout的值，进而比较该实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值。

302、当四管buck-boost电路处于额定负载态，判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；若是，则执行步骤303；若否，则执行步骤304；

需要说明的是，电路代载能力可以有以下几种情况：空载、轻载、重载和满载。其中，轻载是指相对于满载来说，指在电路的负载范围内，负载率在第一阈值以下，实际应用中，该第一阈值可以为30％或者50％，重载时电路的负载率可以为一个区间，例如75％～95％等。当四管buck-boost电路处于额定负载态时，该电路工作在bcm模式，实现全部mos管的zvs开通，重载效率高，适用于大功率输出场合，其中本申请中，额定负载态可以表示满载和/或重载态，可以理解的是，在恒压源的负载中，电阻大时负载轻，随着电阻逐渐变大，在电压稳定的情况下，总电流也在逐渐变小，因而电阻的电压逐渐变大，例如，一个电路中，v＝(r1+r2)*i，若v不变，r2变大，则i变小，故r1*i变小，r2*i＝v-r1*i则变大。因此，随着输出电流的逐渐变小，会存在实际输出电压值过冲即超过额定输出电压值的情况，故判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值，若是，则认为实际输出电压值过冲，执行步骤303；若否，则认为该实际输出电压值满足应输出的额定输出电压值的条件，执行步骤304。需要说明的是，实际应用中，判断四管buck-boost电路的实际输出电压值过冲的方式有多种，除了判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值外，还可以判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差率，若该差率大于第一预置值，则认为实际输出电压值过冲，执行步骤303；若该差率小于第一预置值，则认为该实际输出电压值满足应输出的额定输出电压值的条件，执行步骤304。因此，具体的判断实际输出电压值是否过冲的方式本申请不做限定。

303、将四管buck-boost电路调整至移相控制模式；

当四管buck-boost电路处于额定负载态，且实际输出电压值过冲时，将四管buck-boost电路调整至移相控制模式，在该移相控制模式下，图1所示的q4与q1之间的移相角增加，其中q4与q1之间的移相角的值，与输出电流的电流值为反相关关系，即q4与q1之间的移相角的值使得输出电流减小，进而维持实际输出电压值恒定，即消除实际输出电压值过冲的情况。其中，将电路调整至移相控制模式可以为以预置第一速率增加q4和q1的移相角，或者其他方式来逐步增加q4与q1之间的移相角，以维持实际输出电压值的稳定，故具体本申请不做限定。

304、将四管buck-boost电路维持在bcm模式；

当四管buck-boost电路处于额定负载态，且实际输出电压值未过冲时，则四管buck-boost电路的工作模式不变，即维持在bcm模式。

305、在移相控制模式下，判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于约定值；若是，则执行步骤306；若否，则执行步骤307；

可以理解的是，在移相控制模式下，不断增大q4与q1之间的移相角，能逐渐减小输出电流以维持实际输出电压值的恒定，然而当q4与q1之间的移相角达到最大值时，若输出电流进一步减小，而q4与q1之间的移相角不能再增加时，仍可能会存在实际电压输出值过冲的情况，故判断实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于约定值，若是，则认为实际输出电压值过冲，执行步骤306；若否，则认为该实际输出电压值满足应输出的额定输出电压值的条件，执行步骤307。与步骤302类似，实际应用中判断四管buck-boost电路的实际输出电压值过冲的方式有多种，具体此处不再赘述。

需要说明的是，步骤302中的预置值与步骤305中的约定值可以为同一个值，也可以为不同的值，具体此处不做限定。

另外，四管buck-boost电路为降压/升压混合电路，当四管buck-boost电路处于升压态时，即四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，q4与q1之间的移相角的最大值为q2的占空比的值；当四管buck-boost电路处于降压态时，即四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，q4与q1之间的移相角的最大值为q4的占空比的值。

306、将四管buck-boost电路结束移相控制模式并调整至调宽控制模式；

当q4与q1之间的移相角达到最大值，且实际电压输出值过冲时，将四管buck-boost电路结束移相控制模式并调整至调宽控制模式，在调宽控制模式下，q1和q3的占空比等比例减小，其中q1和q3的占空比等比例变化的倍数，与输出电流的电流值为正相关关系，故q1和q3的占空比等比例减小，使得输出电流减小，进而维持实际输出电压值恒定，即消除过冲情况。其中，将电路调整至移相控制模式可以为以预置第二速率等比例减小q1和q3的占空比，或者其他方式来逐步减小q1和q3的占空比，以维持实际输出电压值的稳定，故具体本申请不做限定。

307、将四管buck-boost电路维持在移相控制模式。

当四管buck-boost电路在移相控制模式下，且实际输出电压值未过冲时，则四管buck-boost电路的工作模式不变，即维持在移相控制模式。

为便于理解，下面将结合具体的示例对本申请实施例进行说明，分别包括a：四管buck-boost处于升压态和b：四管buck-boost处于降压态，详见如下：

a：四管buck-boost处于升压态

以一个输入电压为30v，输出电压60v，额定输出电流15a的升压态buck-boost变换器为例。

当电路满载输出时，按照bcm调制控制模式工作，如图4所示，为升压态满载bcm调制控制模式波形图，其中t0～t3为一个完整的工作周期，在t0时刻，q1、q4同时导通，电感电流il线性增加；在t1时刻，q4关断，电感电流il达到峰值电流i1；之后在t1～t2时间段内，q1、q3同时导通，电感电流线性减小，在t2时刻q1关断，电感电流il减小至i2；之后在t2～t3时间段内，q3、q2同时导通，电感电流il线性减小，在t3时刻电感电流il过零，此时同时关断q3、q2，结束一个工作周期。电路输入电压vin＝30v，输出电压60v，所需的电压传输比为2，其中四管buck-boost电路的电压传输比的计算公式为：

所述p用于表示所述四管buck-boost电路的电压传输比，所述dq1用于表示所述q1的占空比，所述dq2用于表示所述q2的占空比，所述dq3用于表示所述q3的占空比，所述dq4用于表示所述q4的占空比。可以令q1的占空比dq1为0.8，q4的占空比dq4为0.6，此时电路的电压传输比p为dq1/(1-dq4)＝2，因q2、q3的占空比分别与q1、q4的占空比互补，因此q2的占空比dq2为0.2，q3的占空比dq3为0.6(本申请中忽略死区的影响)。设电感量为：l＝1.12uh，开关频率为：fs＝250khz，通过公式计算峰值电流i1＝(vin×dq4)/(l×fs)＝64.3a，i2＝i1+((vin-vo)×(dq1-dq4))/(l×fs)＝42.9a，输出电流io＝0.5×(i1+i2)×(dq1-dq4)+0.5×i2×dq2，将占空比和i1、i2带入计算得到输出电流io＝15a，与设定输出电流值相符。

当输出电流减小时，电路开始移相控制，维持各个mos管的占空比不变，通过调节q1与q4占空比起始时刻的相位达到调节输出电流的目的，当q1和q3同时关断时刻达到最大的相移角。图5给出了当移相角da达到最大值即q2的占空比值0.2时的波形，t0～t3为一个完整的工作周期，t0时刻q1、q4同时导通，电感电流线性增加；在t1时刻q4关断，电感电流达到峰值电流i1；之后在t1～t2时间段内，q1、q3同时导通，电感电流线性减小，在t2时刻电感电流过零，此时同时关断q1、q3，在之后的t2～t3时间段内，q2和q4同时导通，将电感钳位短路，电感电流保持为0a不发生变化，之后随着q1的开通，开始下一个新的开关周期。因为各个mos管的占空比维持不变，因此电压传输比维持不变，输出电压保持60v不变。与图4中的电感电流相比，此时的电流波形发生变化，维持电感量l＝1.12uh，开关频率fs为250khz不变，通过公式计算得到i1＝(vin×(dq4-da))/(l×fs)＝42.9a，其中，da为移相角最大值，当四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，da的值即为q2的占空比dq2的值，输出电流io＝0.5×i1×dq3＝8.58a。可见，随着负载的减小，相应增加q4与q1之间的移相角，输出电流即可减小，同时维持电压传输比不变，保证输出电压恒定。

随着输出电流的进一步减小，由于已经无法再通过增加移相角来减小负载电流，此时进入调宽控制模式，等比例减小q1和q3的占空比大小，在减小负载电流的基础上维持电压传输比不变。以图6所示波形为例，q1的占空比dq1由之前的0.8减小到0.6，为了维持电压传输比为2不变，q3的占空比dq3相应调节为0.3，q2、q4依然分别维持与q1、q3互补导通，因此q2、q4的占空比dq2、dq4相应分别增大到0.4和0.7。t0～t3为一个完整的工作周期，t0时刻q1、q4同时导通，电感电流线性增加；在t1时刻q4关断，电感电流达到峰值电流i1；之后在t1～t2时间段内，q1、q3同时导通，电感电流线性减小，在t2时刻电感电流过零，此时同时关断q1、q3，在之后的t2～t3时间段内，q2和q4同时导通，将电感钳位短路，电感电流保持为0a不发生变化，之后随着q1的开通，开始下一个新的开关周期。维持电感量为1.12uh，开关频率为250khz不变，通过计算得到峰值电流i1＝(vin×(dq1-dq3))/(l×fs)＝32.1a，输出电流io＝0.5×i1×dq3＝4.82a。可见，随着负载的进一步减小，从移相控制切换到调宽控制，可以使输出电流进一步减小，同时维持电压传输比不变，保证输出电压恒定。

b：四管buck-boost处于降压态

以一个输入电压vin为60v，输出电压vo为30v，额定输出电流15a的降压态buck-boost变换器为例。

当电路满载输出时，按照bcm调制控制模式工作，如图7所示，为降压态满载bcm调制控制模式波形图，t0～t3为一个完整的工作周期，t0时刻q1、q4同时导通，电感电流线性增加；在t1时刻q4关断，电感电流达到i2；之后在t1～t2时间段内，q1、q3同时导通，电感电流线性增加，在t2时刻q1关断，电感电流达到峰值电流i1；之后在t2～t3时间段内，q3、q2同时导通，电感电流线性减小，在t3时刻电感电流过零，此时同时关断q3、q2，结束一个工作周期。电路输入电压60v，输出电压30v，所需的电压传输比为0.5，可以令q1的占空比dq1为0.4，q4的占空比dq4为0.2，此时电路的电压传输比为dq1/(1-dq4)＝0.5，因q2、q3的占空比分别与q1、q4的占空比互补，因此q2的占空比dq2为0.6，q3的占空比dq3为0.8(本申请中忽略死区的影响)。设电感量为l＝1.12uh，开关频率为：fs＝500khz，通过计算可以得到i2＝(vin×dq4)/(l×fs)＝21.4a，i1＝i2+((vin-vo)×(dq1-dq4))/(l×fs)＝32.1a，输出电流＝0.5×(i1+i2)×(dq1-dq4)+0.5×i1×dq2，将dq1、dq4和i1、i2带入计算得到输出电流＝15a，与设定输出电流值相符。

当输出电流减小时，电路开始移相控制，维持各个mos管的占空比不变，通过调节q1与q4占空比起始时刻的相位达到调节输出电流的目的，当q1和q3同时开通时刻达到最大的相移角。图8给出了当移相角da达到最大值即q4的占空比值0.2时的波形，t0～t3为一个完整的工作周期，t0时刻q1、q3同时导通，电感电流线性增加；在t1时刻q1关断，电感电流达到峰值电流i1；之后在t1～t2时间段内，q2、q3同时导通，电感电流线性减小，在t2时刻电感电流过零，此时关断q3，在之后的t2～t3时间段内，q2和q4同时导通，将电感钳位短路，电感电流保持为0a不发生变化，之后随着q1和q3的同时开通，开始下一个新的开关周期。因为各个mos管的占空比维持不变，因此电压传输比维持不变，输出电压保持30v不变。与图7中的电感电流相比，此时的电流波形发生变化，维持电感量为：l＝1.12uh，开关频率为：fs＝500khz不变，通过计算得到i1＝((vin-vo)×(dq1-dq4+da))/(l×fs)＝21.4a，输出电流io＝0.5×i1×dq3＝8.56a。可见，随着负载的减小，相应增加q4与q1之间的移相角，输出电流即可减小，同时维持电压传输比不变，保证输出电压恒定。

随着输出电流的进一步减小，由于已经无法再通过增加移相角来减小负载电流，此时进入调宽控制模式，等比例减小q1和q3的占空比大小，在减小负载电流的基础上维持电压传输比不变。以图9所示波形为例，q1的占空比dq1由之前的0.4减小到0.2，为了维持电压传输比为0.5不变，q3的占空比dq3相应调节为0.4，q2、q4依然分别维持与q1、q3互补导通，因此q2、q4的占空比dq2、dq4相应分别增大到0.8和0.6。t0～t3为一个完整的工作周期，t0时刻q1、q3同时导通，电感电流线性增加；在t1时刻q1关断，电感电流达到峰值电流i1；之后在t1～t2时间段内，q2、q3同时导通，电感电流线性减小，在t2时刻电感电流过零，此时关断q3，在之后的t2～t3时间段内，q2和q4同时导通，将电感钳位短路，电感电流保持为0a不发生变化，之后随着q1、q3的开通，开始下一个新的开关周期。维持电感量为1.12uh，开关频率为500khz不变，通过计算得到i1＝((vin-vo)×dq1)/(l×fs)＝10.7a，输出电流io＝0.5×i1×dq3＝2.14a。可见，随着负载的进一步减小，从移相控制切换到调宽控制，可以使输出电流进一步减小，同时维持电压传输比不变，保证输出电压恒定。

由上述可见，本申请实施例中，满载或重载时采用bcm调制控制模式，一个周期内mos管的开关时序依此为：q1、q4导通→q1、q3导通→q2、q3导通，由此实现全部mos管的zvs，保证重载高效；随着负载的减小，首先进入移相控制模式(调节q4与q1开通时刻的相移)，使电路进入dcm态，直至q1和q3在同一时刻关断(升压模式)/开通(降压模式)，达到最大移相角，结束移相控制；随着负载的进一步减小，结束移相控制模式，进入调宽控制模式，等比例减小q1和q3的占空比大小，维持变换器电压传输比恒定，同时增加q2和q4的占空比以维持开关频率不变，因此本申请中将移相控制与调宽控制相结合，使buck-boost电路满载工作在bcm态，负载减小时能够始终工作在dcm态，保证全负载范围高效，同时，1、电路的zvs特性没有受到影响，重载效率可以保证；且2、轻载工作在dcm模式，不存在负向环流，效率得到优化，全负载范围效率高；3、没有增加额外硬件电路，以移相角和占空比为控制量，控制策略简单高效；4、开关频率恒定，不随负载的变化而改变，简化emi滤波器设计。

上面对本申请实施例中的四管buck-boost电路的控制方法进行了描述，下面对本申请实施例提供的控制电路进行描述，所述控制电路用于控制四管buck-boost电路，所述四管buck-boost电路包括电源输入端、电压输出端和四个功率mosfetq1～q4，所述q1和所述q2为互补导通，所述q3和所述q4为互补导通，所述q1的输入端与所述输入电源的正极相连，所述q2的输出端与所述电源输入端的负极相连，所述q4的输出端与所述电压输出端的负极相连，所述q3的输入端与所述电压输出端的正极相连，请参阅图10，为本申请实施例提供的一种可能的控制电路的结构示意图，所述控制电路包括电压检测电路1001和pwm控制电路1002；

所述电压检测电路1001，用于获取所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；

所述pwm控制电路1002，用于接收所述电压检测电路检测到的实际输出电压值，并确定当所述四管buck-boost电路处于额定负载态，且所述实际输出电压值过冲时，则将移相调制模式的第一控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在移相控制模式，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加，使得输出电流减小；所述q4与q1之间的移相角的值，与所述输出电流的电流值为反相关关系；

在所述移相控制模式下，所述pwm控制电路1002还用于接收所述电压检测电路1001获取到的实际输出电压值，并确定所述实际输出电压值过冲时，则将调宽控制模式的第二控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小，使得所述输出电流减小；所述q1和所述q3的占空比等比例变化的倍数，与所述输出电流的电流值为正相关关系。

可选的，所述pwm控制电路1002具体可以包括第一比较电路10021和第一调整电路10022，包括：

所述第一比较电路10021，当所述四管buck-boost电路处于额定负载态时，用于接收所述电压检测电路1001输出的实际电压输出值，并判断所述实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；若是，则输出第一触发信号到所述第一调整电路10022；

所述第一调整电路10022，用于接收所述第一比较电路10021输出的所述第一触发信号，并根据所述第一触发信号将所述第一控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路工作在移相控制模式。

可选的，所述pwm控制电路1002具体可以包括第二比较电路10023和第二调整电路10024，

所述第二比较电路10023，当所述四管buck-boost电路工作在所述移相控制模式下时，用于接收所述电压检测电路1001输出的实际电压输出值；若所述第二比较电路10023根据所述实际电压输出值确定在所述移相角达到最大值，且所述实际电压输出值过冲时，输出第二触发信号到所述第二调整电路10024；

所述第二调整电路10024，用于接收所述第二比较电路10023输出的所述第二触发信号，并根据所述第二触发信号将所述第二控制信号输出到所述四管buck-boost电路，以控制所述四管buck-boost电路结束所述移相控制模式并调整至所述调宽控制模式；

当所述四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，所述最大值为所述q2的占空比的值；

当所述四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，所述最大值为所述q4的占空比的值。

本申请实施例还提供了一种四管buck-boost电路的控制系统，所述四管buck-boost电路包括电源输入端、电压输出端和四个功率mosfetq1～q4，所述q1和所述q2为互补导通，所述q3和所述q4为互补导通，所述q1的输入端与所述输入电源的正极相连，所述q2的输出端与所述电源输入端的负极相连，所述q4的输出端与所述电压输出端的负极相连，所述q3的输入端与所述电压输出端的正极相连，请参阅图11，本申请实施例提供的一种可能的控制系统的结构示意图，包括：

获取模块1101，用于获取所述四管buck-boost电路的实际输出电压值；

模式选择模块1102，用于当所述四管buck-boost电路处于额定负载态，且所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式，在所述移相控制模式下，所述q4与所述q1之间的移相角增加，使得输出电流减小；所述q4与q1之间的移相角的值，与所述输出电流的电流值为反相关关系；

所述模式选择模块1102还用于在所述移相控制模式下，若所述实际输出电压值过冲时，将所述四管buck-boost电路调整至调宽控制模式，在所述调宽控制模式下，所述q1和所述q3的占空比等比例减小，使得所述输出电流减小；所述q1和所述q3的占空比等比例变化的倍数，与所述输出电流的电流值为正相关关系。

可选的，所述模式选择模块1102具体包括判断单元11021和第一调整单元11022：

判断单元11021，当所述四管buck-boost电路处于额定负载态时，用于判断所述实际输出电压值与额定输出电压值之间的差值是否大于预置值；

第一调整单元11022，若是，则用于将所述四管buck-boost电路调整至移相控制模式。

可选的，所述第一调整单元11022具体用于：

以预置第一速率增加所述q4和所述q1的移相角，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的差值小于所述预置值。

可选的，所述模式选择模块1102可具体包括：第二调整单元11023，

第二调整单元11023，用于当所述移相角达到最大值，且所述实际电压输出值过冲时，用于将所述四管buck-boost电路结束所述移相控制模式并调整至所述调宽控制模式；

当所述四管buck-boost电路的输出电压大于输入电压时，所述最大值为所述q2的占空比的值；

当所述四管buck-boost电路的输出电压小于输入电压时，所述最大值为所述q4的占空比的值。

可选的，所述第二调整单元11023具体用于：

以预置第二速率等比例减小所述q1的占空比和所述q3的占空比，以使得所述实际输出电压值与所述额定输出电压值之间的误差小于所述预置值。

本申请实施例还提供了一种芯片装置，所述芯片装置包括：处理器、通信单元和存储器。所述存储器包括指令，所述处理器运行所述指令以使所述芯片装置实现如上述图3所示的实施例中控制电路所执行的步骤。所述处理器可以是各种类型的处理器。所述通信单元例如可以是输入/输出接口、管脚或电路等，所述通信单元包括系统总线。可选地，所述芯片还包括存储器，所述存储器可以是所述芯片装置内部的存储器，例如寄存器、缓存、随机存取存储器(randomaccessmemory，ram)、eeprom或者flash等；所述存储器还可以是位于所述芯片装置外部的存储器，该存储器可以是各种类型的存储器。处理器连接到存储器，该处理器可以运行存储器存储的指令，以使该芯片装置执行上述图3所示的实施例中控制电路所执行的步骤。

本申请各个实施例涉及的处理器，可以是中央处理器(centralprocessingunit，cpu)、通用处理器、数字信号处理器(digitalsignalprocessor，dsp)、专用集成电路(applicationspecificintegratedcircuit，asic)、现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray，fpga)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件，硬件部件或者其任意组合。处理器780可以实现或执行结合本申请公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框，模块和电路。处理器也可以是实现计算功能的组合，例如包含一个或多个微处理器组合，dsp和微处理器的组合等等。可选地，处理器可包括一个或多个处理单元。

本申请各个实施例涉及的存储器，可以包括易失性存储器，例如随机存取存储器(randomaccessmemory，ram)、非挥发性动态随机存取内存(nonvolatilerandomaccessmemory，nvram)、相变化随机存取内存(phasechangeram，pram)、磁阻式随机存取内存(magetoresistiveram，mram)等，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、只读存储器(read-onlymemory，rom)、电子可擦除可编程只读存储器(electricallyerasableprogrammableread-onlymemory，eeprom)、闪存器件，例如反或闪存(norflashmemory)或是反与闪存(nandflashmemory)、半导体器件，例如固态硬盘(solidstatedisk，ssd)等。

本申请实施例的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”，是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

在上述各个本申请实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读介质向另一个计算机可读介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(digitalsubscriberline，dsl))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，dvd)、或者半导体介质(例如，固态硬盘)等。以上所述，仅为本申请较佳的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。