本发明涉及不间断电源，具体涉及在线式不间断电源及其控制方法。
背景技术
在线式不间断电源能够持续不断地给负载进行供电，已经被广泛地用于各个领域。
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。如图1所示，旁路输入端bin通过双向晶闸管bs11连接至交流输出端acout，市电输入端acin依次通过整流开关s12、整流器11、正直流母线121和负直流母线122、逆变器13、熔断器14和隔离器件s13连接至交流输出端acout。电池15依次通过开关s14、变换器16连接至正、负直流母线121、122。在线式不间断电源1还包括电容c，以及充电器17和检测控制装置18，其中电容c连接在正直流母线121和负直流母线122之间的，充电器17的输入端连接至市电输入端acin，且输出端连接至正、负直流母线121、122。检测控制装置18用于检测旁路输入端bin提供的交流电和逆变器输出的交流电的电压和相位，使得逆变器13输出的交流电的电压和相位跟踪旁路输入端bin提供的交流电的电压和相位。
在现有的在线式不间断电源1中，逆变器13的输出端都会配置一个隔离器件s13。例如，在大功率的在线式不间断电源中，隔离器件s13通常选用接触器。接触器s13具有如下几个作用：
当电容c未充电且旁路输入端bin对交流输出端acout进行供电时，通过控制接触器s13处于断开状态，从而切断逆变器13的输出端和旁路输入端bin之间的电连接，避免旁路输入端bin提供的交流电通过双向晶闸管bs11和逆变器13中的二极管对电容c带来涌流或冲击电流。
在线式不间断电源1通过断开接触器s13能够随时从逆变器13输出端供电切换至旁路输入端bin供电。在逆变器13停止工作的情况下，断开接触器s13，且立即控制双向晶闸管bs11导通以启动旁路输入端bin供电，旁路输入端bin提供的交流电并不会通过逆变器13中的二极管对电容c带来涌流或冲击电流。而在逆变器13工作的情况下，检测控制装置18通过检测旁路输入端bin提供的交流电的电压和相位，同时检测逆变器13输出的交流电的电压和相位，控制逆变器输出的交流电的电压和相位跟踪旁路输入端bin提供的交流电的电压和相位，然后控制双向晶闸管bs11导通以启动旁路输入端bin供电并断开接触器s13，隔离输出端和逆变器13，避免旁路和逆变器13之间产生环流。
当出现整流器11、逆变器13过载、过温或电容c两端过压等非损坏性故障时，可以通过切断接触器s13来断开逆变器13的输出端和交流输出端acout之间的电连接。
因此，目前的在线式不间断电源的逆变器的输出端和交流输出端acout之间都连接有隔离器件。然而，连接在逆变器13的输出端和交流输出端acout之间的接触器s13通常具有如下缺点：体积大、价格昂贵、寿命有限、失效率高。
技术实现要素：
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种在线式不间断电源，包括：
旁路输入端，其通过旁路开关连接至交流输出端；
市电输入端，其依次通过整流器、正负直流母线和逆变器连接至所述交流输出端，所述逆变器的输出端与所述交流输出端之间不具有隔离器件；
电容，其两端连接至所述正负直流母线之间；
充电器，其包括：
第一对输入端，所述第一对输入端的两个接线端子连接至所述旁路输入端；
第二对输入端，所述第二对输入端的两个接线端子连接至所述市电输入端；以及
连接至所述电容两端的输出端。
优选的，所述在线式不间断电源还包括检测控制装置，其用于检测所述逆变器和所述旁路输入端的交流电的电压和相位，并控制所述逆变器输出的交流电的电压和相位跟踪所述旁路输入端的交流电的电压和相位。
优选的，所述在线式不间断电源还包括电池和变换器，所述电池通过所述变换器连接至所述电容两端。
优选的，所述在线式不间断电源还包括连接在所述市电输入端和所述整流器之间的整流开关，以及连接在所述逆变器的输出端和所述交流输出端之间的熔断器。
优选的，所述旁路开关为双向晶闸管或反向并联的两个晶闸管。
本发明的一个实施例提供了一种用于如上所述的在线式不间断电源的控制方法，当所述市电输入端无市电时，所述控制方法包括下列步骤：
s11)，控制所述充电器工作以对所述电容进行充电；
s12)，当所述电容两端的电压达到预定的第一阈值电压时，控制所述充电器停止工作；以及
s13)，控制所述旁路开关导通。
本发明的一个实施例提供了一种用于如上所述的在线式不间断电源的控制方法，所述旁路输入端的交流电对所述交流输出端供电，且当所述市电输入端有市电时，所述控制方法包括下列步骤：
s21)，控制所述整流器工作，使得所述电容两端的电压达到其工作电压；
s22)，检测所述旁路输入端的交流电的电压和相位；
s23)，控制所述逆变器输出交流电至所述交流输出端。
优选的，所述步骤s23)包括如下步骤：
计算出应当给所述逆变器提供的脉宽调制信号；
控制所述旁路开关截止，并给所述逆变器提供所述脉宽调制信号以使得所述逆变器输出的交流电的电压和相位跟踪所述旁路输入端的交流电的电压和相位。
优选的，在所述步骤s21)之前还包括如下步骤：检测所述电容两端的电压，如果所述电容两端的电压不小于预定的第二阈值电压，控制所述整流器工作；如果所述电容两端的电压小于预定的第二阈值电压，控制所述充电器工作以使得所述电容两端的电压达到预定的第二阈值电压，控制所述充电器停止工作并控制所述整流器工作。
本发明的另一个实施例提供了一种用于如上所述的在线式不间断电源的控制方法，当所述旁路输入端无交流电时，所述控制方法包括下列步骤：
s31)，控制所述充电器工对作以所述电容进行充电；
s32)，当所述电容两端的电压达到预定的第三阈值电压时，控制所述充电器停止工作，并控制所述整流器工作；以及
s33)，当所述电容两端的电压达到其工作电压时，控制所述逆变器工作。
本发明的又一个实施例提供了一种用于如上所述的在线式不间断电源的控制方法，所述市电输入端对所述交流输出端供电，当所述旁路输入端有交流电时，所述控制方法包括下列步骤：
s41)，检测所述旁路输入端的交流电和所述逆变器输出的交流电的电压和相位；
s42)，控制所述逆变器输出的交流电的电压和相位跟踪所述旁路输入端的交流电的电压和相位；
s43)，控制所述旁路开关导通同时控制所述逆变器停止工作。
优选的，所述步骤s42)包括：计算出应当给所述逆变器提供的脉宽调制信号，并提供所述脉宽调制信号至所述逆变器使其输出的交流电的电压和相位跟踪所述旁路输入端的交流电的电压和相位。
本发明的在线式不间断电源省略了连接在逆变器输出端的隔离器件，减小了在线式不间断电源的体积，且降低了其成本。
基于本发明的控制方法，避免了对上述在线式不间断电源的电容带来涌流或冲击电流，也避免了在旁路输入端和逆变器之间产生环流电流。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。
图2是根据本发明较佳实施例的在线式不间断电源的电路图。
图3是图2所示的在线式不间断电源的第一种转换模式的控制流程图。
图4是图2所示的在线式不间断电源的第二种转换模式的控制流程图。
图5是图2所示的在线式不间断电源的第三种转换模式的控制流程图。
图6是图2所示的在线式不间断电源的第四种转换模式的控制流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图2是根据本发明较佳实施例的在线式不间断电源的电路图。如图2所示，其与图1基本相同，因此相同的部件用类似的附图标记表示，区别在于，逆变器23的输出端与交流输出端acout之间没有接触器，另外充电器27具有两对输入端，其中一对输入端的两个接线端子连接至市电输入端acin，其另一对输入端的两个接线端子连接至旁路输入端bin。
本发明的在线式不间断电源2与图1所示的在线式不间断电源1相比，省略了连接至逆变器23的输出端的接触器，因此减小了其体积和成本。
然而，基于现有的控制方法，在旁路输入端bin供电的情况下，旁路输入端bin提供的交流电通过双向晶闸管bs21和逆变器23中的二极管必然对电容c’带来涌流或冲击电流。
因此，根据本发明的另一个实施例，还提供了用于在线式不间断电源2的控制方法。
(1)当市电输入端acin无市电时：此时逆变器23停止工作且需要旁路输入端bin来提供交流电。
图3是图2所示的在线式不间断电源的第一种转换模式的控制流程图。如图3所示，首先控制充电器27工作，充电器27利用旁路输入端bin的交流电对电容c’进行充电。当电容c’两端的电压达到预定的第一阈值电压(例如旁路输入端bin的交流电的波峰和波谷电压差的90％)时，使得充电器27停止工作。最后控制双向晶闸管bs21导通，从而切换到旁路模式。
由于充电器27对电容c’进行了预充电使其两端具有阈值电压，即使逆变器23输出端和旁路输入端bin之间不具有隔离器件，旁路输入端bin的交流电也不能通过逆变器23中的二极管传输至电容c’上，避免了对电容c’带来涌流或冲击电流。
(2)当市电输入端acin有市电，需要由旁路供电模式转换成市电供电模式时：其中在转换成市电供电模式之前，旁路输入端bin的交流电通过逆变器23中的二极管对电容c’进行充电。
图4是图2所示的在线式不间断电源的第二种转换模式的控制流程图。如图4所示，首先控制整流器21工作以对电容c’进行充电，使得电容c’两端的电压达到其工作电压。检测控制装置28检测旁路输入端bin的交流电的电压和相位，并计算出应给逆变器23提供的脉宽调制信号(pwm)以使其输出相同的电压和相位。控制双向晶闸管bs21截止并给逆变器23提供所需的pwm信号使其工作，最终转换成市电供电模式。
在控制整流器21工作之前，电容c’两端具有一定的电压，因此控制整流器21工作以对电容c’进行充电的过程中，减小或避免了对电容c’带来的涌流或冲击电流。另外，在旁路供电转换成逆变器输出供电的转移时间内，旁路的交流电和逆变器输出的交流电具有相同的电压和相位，避免了在旁路输入端bin和逆变器23之间产生环流电流。
在本发明的另一个优选的控制方法中，其与图4所示的控制流程基本相同，区别在于，在控制整流器21工作之前，还包括如下步骤：检测电容c’两端的电压，如果电容c’两端的电压不小于预定的第二阈值电压(例如市电输入端acin的市电的波峰和波谷的电压差的90％，无需控制充电器27对电容c’进行预充电，直接控制整流器21开始工作。如果电容c’两端的电压小于市电输入端acin的市电的波峰和波谷的电压差的90％，则控制充电器27工作，以利用市电输入端acin的市电对电容c’进行预充电至预定的第二阈值电压后，控制充电器27停止工作，然后控制整流器21开始工作。通过检测电容c’两端的电压，确保在控制整流器21工作时，不会对电容c’带来涌流或冲击电流。
(3)当旁路输入端bin无法提供交流电，需要转换成市电输入端acin来供电时：
图5是图2所示的在线式不间断电源的第三种转换模式的控制流程图。如图5所示，首先控制充电器27工作，以利用市电输入端acin的市电对电容c’进行预充电，使得电容c’两端的电压达到预定的第三阈值电压(例如市电的波峰和波谷的电压差的90％)。之后控制充电器27停止工作，同时控制整流器21工作以使得电容c’两端的电压达到其工作电压。控制逆变器23工作以输出交流电。由此控制整流器21工作时可以避免对电容c’带来涌流或冲击电流。
(4)当市电输入端acin的市电通过整流器21和逆变器23对交流输出端acout提供交流电，旁路输入端bin有交流电时：此时由市电输入端acin供电转换成旁路输入端bin供电。
图6是图2所示的在线式不间断电源的第四种转换模式的控制流程图。检测控制装置28检测逆变器23输出的交流电的电压和相位以及旁路输入端bin提供的交流电的电压和相位，计算出应该给逆变器23提供的pwm信号并提供该pwm信号至逆变器23使其输出的交流电与旁路输入端bin的交流电同步，即两者具有相同的电压和相位。控制双向晶闸管bs21导通同时控制逆变器23停止工作，最终实现由旁路供电。
由于逆变器23输出的交流电的电压和相位跟踪旁路输入端bin提供的交流电的电压和相位，因此控制双向晶闸管bs21导通的时候，旁路输入端bin和逆变器23之间并不会产生环流电流。
在本发明的其他实施例中，连接在旁路输入端bin和交流输出端acout之间的旁路开关为反向并联的两个晶闸管。
本发明整流器21、充电器27和逆变器23的电路结构及其工作原理为本领域技术人员所公知，在此不再赘述。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。