操作半谐振电压转换器的方法与流程

本申请涉及多相半谐振和谐振转换器，并且具体地涉及用于这样的转换器的控制适配的技术。

背景技术：

谐振和半谐振DC(直流)-DC转换器——包括隔离型拓扑和非隔离型拓扑——被用于包括电信、消费类电子产品、计算机电源等的各种应用中。这样的转换器的使用越来越受欢迎，这是因为它们的零电压切换(ZVS)和/或零电流切换(ZCS)特性以及它们利用电子电路中固有的寄生电性能的能力。在许多拓扑中，具有变压器/抽头电感器的半谐振转换器是用于提供高电压转换比而不需要隔离的有吸引力的拓扑。与其它解决方案相比，这样的转换器提供了包括更低成本和更高效率的优点。

一类半谐振转换器包括将来自输入源的功率传输到向负载提供输出功率的抽头电感器的高边开关和低边开关。抽头电感器还连接至第二低边开关，其在本文中被称为同步整流(SR)开关。为了满足半谐振转换器的负载的功率需求(例如，为负载提供接近恒定的输出电压)，许多半谐振DC-DC转换器采用可变切换频率，其中，切换周期可以随周期变化。在每个切换周期的一部分期间，SR开关将被启用，使得电流流过该SR开关。对于上述半谐振转换器，在切换周期的该部分期间的电流将被整形成像正弦周期的一个半周期。该半周期正弦曲线的时间间隔由半谐振转换器的无源电路内的无功元件确定，例如半谐振DC-DC转换器内的电感/电容(LC)谐振回路和其它无源部件的自然频率确定该时间间隔。因此，每个阶段都具有它自己的自然频率。

在相关开关两端的电压或电流处于或接近零时导通和关断谐振或半谐振DC-DC转换器的功率开关是非常可取的。这样的软切换具有将开关损耗最小化的优点。另外，软开关避免了由于与硬切换相关联的高频谐波而引起的电磁干扰(EMI)。这些优点的一个重要结果是，软切换谐振和半谐振转换器可以以比其相应的硬切换对等体更高的效率运行。然而，传递函数可以在不同的条件(例如变化的负载、输入电压、输出电压等)下变化，这可能导致非线性行为。

因此，需要改进的控制适配技术，其减轻使用同步整流(SR)开关的谐振或半谐振DC-DC转换器中的非线性行为。

技术实现要素：

根据一种操作具有同步整流(SR)开关的半谐振电压转换器的方法的实施例，当SR开关接通时，通过该SR开关导通半周期正弦状电流，该方法包括：经由线性控制器来切换半谐振电压转换器的SR开关和其它开关，以向负载提供输出功率，半谐振电压转换器具有随着负载电流的增加而增加的DC增益；以及响应于负载电流超过第一阈值而缩小用于控制SR开关的切换的线性控制器的输出，以至少部分地抵消半谐振电压转换器的DC增益的增加。

根据一种操作具有同步整流(SR)开关的半谐振电压转换器的方法的实施例，当SR开关接通时，通过该SR开关导通半周期正弦状电流，该方法包括：经由PID(比例积分微分)控制器的输出来控制SR开关的切换，以向负载提供输出功率；将前馈调整值应用于PID控制器的输出，前馈调整值被设计成：如果PID控制器的积分项开始偏离标称值，则稳定积分项；以及响应于负载电流超过第一阈值或另一阈值而放大前馈调整值，以迫使PID控制器的积分项更快地稳定。

根据一种操作具有同步整流(SR)开关的半谐振电压转换器的方法的实施例，当SR开关导通时，通过该SR开关导通半周期正弦状电流，该方法包括：经由线性控制器来切换半谐振电压转换器的SR开关和其它开关，以向负载提供输出功率，线性控制器包括用于提供输出电压下降补偿的自适应电压定位(AVP，adaptive voltage positioning)滤波器；以及响应于负载电流超过第一阈值或另一阈值而减小AVP滤波器的带宽，以减小输出电压中的振荡。

本领域技术人员在阅读以下详细描述并且查看附图后将认识到附加特征和优点。

附图说明

附图的元件不一定相对于彼此成比例。相似的附图标记表示相应的相似部分。可以组合各种所示实施例的特征，除非它们彼此排斥。实施例在附图中示出，并在下面的描述中详细说明。

图1示出了包括控制电路的多相电压转换器的实施例的框图，其中，每个相包括功率级、无源电路和同步整流(SR)开关。

图2示出了通过图1中的SR开关的半周期正弦状电流的功能图。

图3示出了包括在图1的多相电压转换器中的控制电路的框图的实施例。

图4示出了用于根据输出电流缩放控制器输出的分段线性函数的功能图。

图5示出了用于根据输出电流缩放控制电路的前馈项的分段线性函数的功能图。

图6至图8示出了与包括在控制电路中或与控制电路相关联的带阻滤波器相关联的各种幅度和相位响应波形。

具体实施方式

本文描述的实施例提供了用于减轻使用同步整流(SR)开关的谐振和半谐振电压转换器中的非线性控制行为的控制适配技术，当SR开关导通时，通过该SR开关导通半周期正弦电流。SR开关包括在具有变压器/抽头电感器(在下文中简称为抽头电感器)的功率转换器拓扑中，并且用于将变压器/抽头电感器耦接至地。这样的拓扑允许高电压转换比，而不需要隔离。由于其支持高电压转换比的能力，该拓扑特别适用于需要提供相对低电压和相对高电流的输出电源的应用。下面描述的技术确保消除或至少减少非线性行为。这些技术包括PID(比例积分微分)、前馈和AVP(自适应电压定位)滤波器的基于负载的重新缩放，以及使用带阻(陷波)滤波器在对相位裕量具有非常低影响的高频下滚降(roll off)增益。

将在以下详细描述和相关附图中提供多相电压转换器电路和多相电压转换器内的方法的各种实施例。所描述的实施例出于说明的目的而提供了特定的示例，并不意味着限制。来自示例实施例的特征和方面可以被组合或重新布置，除非上下文不允许这样做。

图1示出了多相电压转换器100的实施例，其被配置成输入来自电源V_IN的功率并且输出用于驱动负载102的功率。电压转换器100将电流I_OUT提供给负载102和电容器C₀，电容器C₀用于对输出电压V_OUT进行滤波。图1的电压转换器100包括多个相104。作为多个相的代表的相1以框图的形式示出，应理解的是其它相将被类似地配置。

如图所示，相1包括将功率级108耦接至电压转换器输出V_OUT的无源电路106。功率级108输入用于控制其中的开关HS1、LS1的开关控制信号HS1_CTRL和LS1_CTRL。功率级108内的开关HS1、LS1通常需要驱动器110a、110b。无源电路106耦接至同步整流(SR)开关SR1，其用于可切换地将无源电路106耦接至地。SR开关SR1通常也需要驱动器110c。

控制电路112控制电压转换器100的每个相104的功率级108的开关HS1、LS1以及SR开关SR1。控制电路112基于负载需求来确定电压转换器100的切换频率，并且驱动电压转换器100的每个相104的开关控制信号(例如，HS1_CTRL、LS1_CTRL、SR1_CTRL)。向功率级108的开关HS1施加控制。功率级108的开关LS1和SR开关SR1基于零交叉检测或固定关断时间进行操作。这意味着改变应用于开关HS1的导通时间不会影响SR定时。由控制电路112生成的控制信号通常是脉冲宽度调制(PWM)波形，每个波形用由控制电路112基于负载102的需求而确定的频率和占空比来驱动。切换频率是可变的，并且随着负载需求的变化而变化。

控制电路112可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)来实现，可以使用主要包括数字部件的处理器电路来实现，或者可以使用模拟硬件部件和处理器电路的组合来实现。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或更多个。控制电路112还可以包括存储器，例如非易失性存储器如闪存，其包括供处理器电路使用的指令或数据。控制电路112输入若干传感器信号(例如I_OUT、V_OUT、每个相104的SR开关的电流测量结果)以估计负载102的功率需求，并且另外有助于生成开关控制信号。

为了保持电压转换器100的输出处的稳定性和减小纹波，电压转换器100的多个相104通常在电压转换器100的开关周期期间使用相同的切换频率来驱动。控制电路112确定给定时间点处的负载需求。基于这些负载需求以及可能地当前周期的切换频率，控制电路112将确定即将到来的(下一)周期的切换频率(和相关联的时间段)。对于电压转换器100的给定相104，使用该即将到来的开关频率(和相关联的时间段)来针对即将到来的开关周期生成给定相104中的每个开关(例如，HS1_CTRL、LS1_CTRL、SR1_CTRL)的PWM波形。使用在时间上延迟(交错)的这些PWM波形的版本，针对即将到来的开关周期来驱动电压转换器100的其它相中的开关。控制电路112针对每个开关周期重复该处理。基于电压转换器的负载需求确定切换频率和占空比的技术在本领域中通常是公知的。这样的常规技术在本文中将不再进一步阐述，以避免模糊所描述的本发明的独特方面。

接下来将更详细地描述电压转换器100的相1的操作。输入电压V_IN在高边开关HS1处被输入到功率转换器100，高边开关HS1在开关节点V_SW处耦接至低边开关LS1。低边开关LS1继而连接至地。如图所示，这些开关HS1、LS1中的每一个由相应的驱动器110a、110b控制。开关节点V_SW耦接至无源电路106，无源电路106向负载102提供输出电流I_S1和电压V_OUT。无源电路106包括由电容器C_Rr1和电感器L_r1组成的谐振回路。电感器L_r1可以仅是漏电感(例如，电路布线的固有寄生电感)，或者它可以是实际的电感器部件以及漏电感。此外，由L_r1表示的电感通常是可变的，因为电感值通常将随温度变化。电感器L_r1耦接至具有n1个初级侧绕组和n2个次级侧绕组的变压器/抽头电感器114。匝数比n2/n1确定了变压器/抽头电感器114在其正导通电流时的输出/输入电压比。相反，比率n1/n2确定了变压器/抽头电感器114的输出/输入电流比。磁化电感器L_M连接在变压器/抽头电感器114两端。SR开关SR1连接至变压器/抽头电感器114并且用于在SR开关SR1导通时将其中心抽头耦接至地。

高边、低边和SR开关HS1、LS1、SR1在图1中被示出为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但可以使用其它开关器件。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其它类型的功率晶体管可能是优选的。高边、低边和SR开关HS1、LS1、SR1可以集成在同一半导体管芯上，可以分别设置在单独的管芯上，或者可以另外分布在多个半导体管芯上。用于高边、低边和SR开关HS1、LS1、SR1的驱动器110a、110b、110c可以集成在与它们相应的开关相同的半导体管芯上，或者可以设置在单独的管芯上。

控制电路112生成耦接至控制所示相的高边、低边和SR开关HS1、LS1、SR1的相应驱动器110a、110b、110c的PWM信号HS1_CTRL、LS1_CTRL和SR1_CTRL。控制电路112确定PWM信号HS1_CTRL、LS1_CTRL和SR1_CTRL的频率和占空比，以满足负载102的功率需求。在如图1所示的半谐振电压转换器中，控制功率级108的高边和低边开关HS1、LS1，使得这些开关不同时导通。电压转换器相104的典型切换周期以“停止时间”开始，在“停止时间”期间，开关HS1、LS1、SR1都不导通。在此之后是“T_ON”时段，在“T_ON”时段期间，高边开关HS1导通，但低边开关LS1和SR开关SR1不导通。在此之后是“T_OFF”时段，在“T_OFF”时段期间，高边开关Q_HS HS1不导通，但低边开关LS1和SR开关SR1导通。

图2示出了当SR开关SR1导通时通过SR开关SR1的电流。SR1开关电流I_SR1的DC平均I_avg1也在图2中示出。为了简单起见，在图2中未示出在所有开关HS1、LS1、SR1都不导通时的三态时间。为了最佳效率，应在I_SR1过零时关断SR开关SR1，即零电流切换。控制电路112可以感测相104的输出电流I_S1或通过SR开关SR1的电流I_SR1来确定过零时刻。控制电路112控制导通时间以调节如下式给出的输出电压：

V_OUT＝V_IN*D/n (1)

其中，D是占空比，n是变压器/抽头电感器114的匝数比。为了最佳效率，关断时间基于谐振电容器C_Rr1和电感器L_r1。

对于给定的相104，当SR开关导通时，电流流过其SR开关例如SR1。SR开关SR1的PWM控制信号SR1_CTRL确定该SR开关何时导通。PWM控制信号SR1_CTRL仅在相104的高边开关HS1的关断间隔(“T_OFF”)期间启用相应的SR开关SR1。在图2中，这对应于高边控制信号HS1_CTRL为低电平的时间间隔。

流过SR开关SR1、SR2、SRN的电流呈正弦曲线的上半周期的形状。对于流过电压转换器100的相1的SR开关SR1的电流I_SR1，这在图2中容易看出。对于每个周期(例如k-1、k)，半周期正弦状电流在紧接在高边PWM控制信号HS1_CTRL的上升沿之前的停止时间间隔的开始处返回到零。高边PWM控制信号HS1_CTRL的上升沿表示电压转换器100的下一周期(例如k、k+1)的开始。另外，为了便于说明，在图2中未示出“停止时间”，但是应当理解的是，PWM控制信号SR1_CTRL实际上将在没有开关导通的停止时间间隔的开始处禁用电流I_SR1。

电压转换器100的控制电路112调整PWM信号定时，例如HS1_CTRL、LS1_CTRL、SR1_CTRL，使得大约在流过SR开关SR1的电流I_SR1为零时关断相1的SR开关SR1。控制电路112可以使用电流I_SR1的测量/估计来确定这些定时，作为包括在控制电路112中或与控制电路112相关联的电流采样器的输入。例如，可以通过使用SR开关SR1的有效导通电阻(R_dson)和SR开关SR1两端的电压或者使用电流镜来测量电流I_SR1。也可以通过使用其它标准手段例如测量感测电阻器两端的电压或者通过使用直流感测(DCR)技术来实现对I_SR1或其它的电流测量。

半周期正弦状电流I_SR1为正的间隔由电压转换器100的相1的无源电路106中的分量(例如由变压器/抽头电感器114的C_r1、L_r1给出的LC谐振回路的值)来确定。换句话说，无源电路106的分量具有确定对应于正半周期正弦电流I_SR1的时间间隔的谐振(自然)频率。虽然可以基于分量值来计算该时间间隔，但是分量值将随电路而变化，并且另外将根据电压转换器100的操作条件(例如，温度)而变化。因此，如上所述，由使用I_SR1的测量的控制电路112采用的经验技术是优选的。

与其它开关转换器不同，图1所示的拓扑可以说明不同工作点处的非线性行为。控制电路112调整其操作以在宽操作范围中减轻非线性并且保持高性能。更详细地，作为输入电压V_IN、输出电压V_OUT、占空比D＝Ton/Tsw和负载电流的函数的转换器100的转换比由下式给出：

其中，Tsw是所测量的切换周期。D可以定义为空载时的占空比。如果Io增加，则Ton增加，并且然后考虑到Toff几乎是固定的，所以Tsw＝Ton+Toff也增加。

控制电路112可以基于负载电流值/估计来调整以下负载相关参数中的一个或更多个：

-DC增益(输出电压的占空比)，其可能导致在较高负载电流下的不稳定性和振荡，并且降低瞬变事件中的转换器性能；

-总纹波电流，其可能通过AVP(自适应电压定位)回路对整个控制回路引入纹波，并且向PWM控制信号增加抖动，从而导致更高的电压纹波；以及

-PID(比例积分微分)型控制器的积分器，其可能在瞬态响应中产生长尾。

除了这些负载相关参数之外，图1所示的转换器拓扑具有在切换频率处具有非常高的Q值的至少一个复极点，这可以限制整个系统带宽并因此降低负载瞬态性能。由于高的Q极点，在高频负载瞬变下还存在一些问题。即使使用两个极点的标准PID控制器也不能在高频下充分地滚降增益。本文描述的控制电路112解决了这些问题，这些问题在未减轻的情形下可能在系统中引起非线性。

图3更详细地示出了控制电路112。由控制电路实现的并且接下来描述的控制适配技术可以单独地实现，或者可以以任何组合实现，除非明确禁止这样做。

第1部分：基于负载的控制器适配

包括在控制电路112中或与控制电路112相关联的线性控制器200经由控制信号SR1_CTRL、SR2_CTRL、SRN_CTRL来控制每个相104的SR开关的切换，以向负载102提供输出功率。如本文中先前描述的，向每个功率级108的开关HSX施加控制。每个功率级108的开关LSX和相应的SR开关SRX基于零交叉检测或固定关断时间进行操作。从占空比(“占空比”)到转换器100的输出的DC增益随着负载的增加而增加。该DC增益在本文中也称为半谐振电压转换器的DC增益或回路增益。为了使回路增益免受不稳定性的影响，线性控制器200的增益被减小，使得包括控制器200和转换器100的回路增益不会导致不稳定性。在一个实施例中，PID线性控制回路202包括在线性控制器200中或与线性控制器200相关联。即使微分('D')项为零，在本文中也使用术语“PID”。

在一个实施例中，控制电路112通过减小线性控制器200的增益来补偿系统增益幅度的增加。以这种方式，回路带宽对负载的依赖性被降低，并且提供了足够的相位裕量来维持系统稳定性。根据该实施例，响应于负载电流超过第一阈值而例如经由混频器/乘法器204用项S(I_O)来缩小线性控制器200的输出，以至少部分地抵消系统的DC增益的增加。由于DC增益在负载增加时增加，所以缩放因子S(I_O)将增益减小(shift down)以补偿该效应。然后通过例如经由混频器/乘法器206将占空比乘以紧接在前测量的开关周期Tsw[k]来将线性控制器200的缩放输出转换为导通时间(Ton)。

用基于测量或估计的负载电流的项S(I_O)来缩放线性控制器200的输出。在一个实施例中，项S(I_O)由如下式给出的分段线性函数实现：

图4示出了示例性分段线性函数。如果输出(负载)电流I_O保持低于第一阈值I_Oth1，则不执行控制器输出的缩放。如果负载电流I_O超过I_Oth1，则用来线性地缩小控制器输出。可以采用一个或更多个附加的电流阈值，并且如果负载电流I_O超过相应的阈值，则可以用不同的值α等来缩放控制器输出。如等式(3)和图4所示，当负载电流I_O增加到超过第二阈值I_Oth2而趋向大于第二阈值I_Oth2的第三阈值I_Oth3时，可以以小于第一速率的第二速率线性地缩小线性控制器200的输出。在另一实施例中，仅采用一个阈值，并且如果负载电流I_O超过该阈值，则以相同均匀的速率来线性地缩小线性控制器200的输出。仍可以采用其它的缩放技术，每一种缩放技术至少部分地抵消由于增加的负载电流而导致的系统的DC增益的增加。

如本文中先前所述的，除了系统的DC增益是负载电流的函数之外，占空比也与负载相关。标准的基于PID的控制器的积分器输出为DC或恒值，并且在理想情况下应接近零，因为积分项是标称脉冲宽度的校正。积分器是缓慢移动的函数，并且在负载变化/瞬态事件期间需要帮助。积分器在瞬态事件期间缓慢地作用于误差，并且具有不可忽略的惯性，这可能导致输出电压的过冲。

例如经由加法器/组合器208将标准前馈调整值应用于线性控制器200的输出，以在基于PID的控制器的情况下辅助积分器。前馈调整值被设计成：如果积分项开始偏离标称值(nominal value)，则更快地稳定PID线性控制回路202的积分项。从占空比到输出的增益由1给出。由于占空比是负载相关的，所以应用将不会使PID线性控制回路202的积分器在负载电流变化的宽范围中居中。这意味着积分器在负载瞬变期间稳定于不同的值，从而导致电压响应中的尾迹。为了减轻这种非线性，控制电路112对前馈调整值应用项P(I_O)，以帮助积分器更快地稳定。P(I_O)可以类似于S(I_O)来定义，但是具有正斜率。也就是说，S(I_O)是衰减函数，P(I_O)是帮助缓慢调整的前馈项更快地稳定的递增函数。

图5示出了用于项P(I_O)的分段线性函数。响应于负载电流超过阈值，项P(I_O)放大前馈调整值以迫使PID线性控制回路202的积分项更快地稳定。如果负载电流I_O保持低于第一阈值I_Oth1，则不执行前馈调整值的缩放。如果负载电流I_O超过I_Oth1，则例如用来线性地放大前馈调整值当负载电流I_O增加到超过I_Oth1而趋向更大的第二阈值I_Oth2时，可以以第一速率来线性地放大前馈调整值并且当负载电流I_O增加到超过第二阈值I_Oth2而趋向大于第二阈值I_Oth2的第三阈值I_Oth3时，以小于第一速率的第二速率线性地放大前馈调整值在另一实施例中，仅采用一个阈值，并且如果负载电流I_O超过该阈值，则以相同均匀的速率线性地放大前馈调整值仍可以采用其它的缩放前馈技术，每一种缩放前馈技术都有助于PID线性控制回路202的积分项更快地稳定。前馈和控制器输出缩放技术可以使用相同的电流阈值或不同的阈值。也就是说，图4中所示的I_Oth1、I_Oth2和I_Othn可以与图5中的I_Oth1、I_Oth2和I_Othn相同或不同。

图2示出了有助于PID线性控制回路202的积分器更快地稳定的又一实施例。根据该实施例，包括在线性控制器200中或与线性控制器200相关联的积分器调节器逻辑210在负载瞬变期间直接调整积分器。在一个实施例中，可以是PID线性控制回路202的一部分的积分器调节器逻辑210响应于负载电流超过阈值而重新缩放PID线性控制回路202的积分项，以迫使PID线性控制回路202的积分项更快地稳定到标称值。在另一实施例中，积分器调节器逻辑210响应于负载电流超过阈值而调整PID线性控制回路202的积分项的增益，以迫使PID线性控制回路202的积分项更快地稳定到标称值。在又一实施例中，积分器调节器逻辑210是偏移积分器，使得线性控制器200具有两个积分项。

如本文中先前所述的，除了DC增益和占空比是负载电流的函数之外，AVP(自适应电压定位)带宽也是负载相关的。控制电路112包括AVP单元212。AVP单元212基于目标负载线路和总输出电流I_SUM来计算转换器设定点中的变化V_AVP。例如经由加法器/组合器214将AVP单元210的输出V_AVP作为偏移应用于参考电压V_REF。通常，控制电路112可以实现任何标准的AVP回路。在开关调节器背景下的AVP是公知的，因此在这方面没有给出进一步的说明。由AVP单元212产生的偏移V_AVP构成输入到线性控制器200的误差信号V_ERR。

负载电流的增加在系统输出上产生较大的纹波，从而引起抖动和电压纹波。在图1所示的半谐振转换器拓扑中，当输出电流I_O增加时，纹波增加，这继而使负载线路电压值具有振荡。负载线路电压值根据总输出电流I_SUM而变化，并且影响参考电压V_REF。

在一个实施例中，将项A(I_O)应用于AVP单元212以用于响应于负载电流I_O超过阈值而减小AVP带宽，这继而减小了输出电压V_OUT中的振荡。因此，响应于较高的电流，AVP带宽被减小，从而导致更少的输出纹波和更低的AVP误差。可以实现为数字滤波器的AVP单元212可以具有可以基于负载进行调整的一个或更多个极点。在一个实施例中，基于响应于负载电流超过阈值的项A(I_O)，将AVP滤波器的极点移动到更低的值。在另一实施例中，控制电路112基于如项A(I_O)所示的负载电流从一组可用极点值中选择新极点值，并且将AVP滤波器的极点设置为新极点值。在又一实施例中，控制电路112将第一极点值与阈值相关联，并且将第二极点值与更大的第二阈值相关联。控制单元112根据如项A(I_O)所示的负载电流在第一极点值与第二极点值之间插值，以识别AVP滤波器的新极点值。在每种情况下，控制电路112基于负载来调整AVP带宽，并且在较高的负载电流下减小AVP带宽。控制电路112可以使用真实纹波或周期平均值来产生用于调整AVP带宽的项A(I_O)。又一选项是控制电路112使用与负载电流成比例并且每个周期更新一次的峰电流值。

第2部分：基于系统带宽的控制器适配

如本文中先前所述的，线性控制器200具有可变切换频率Fsw，并且可以是具有一个或更多个极点的PID控制器。转换器100还可以包括具有陷波频率的带阻滤波器216。

图6示出了具有相同中心频率或陷波(ω₀)但具有不同带宽的带阻滤波器216的幅度和相位响应。带阻滤波器216以在其中心频率(ω₀)附近的带宽(Wf)内的频率来衰减系统的增益。

仅为了说明的目的，具有两个额外极点的标准PID控制器可以由以下来实现：

带阻滤波器216可以被添加到标准PID控制器以用于在大约切换频率下滚降增益。具有这样的带阻滤波器216的改进的PID控制器可以由以下来实现：

其中，

以及

β＝cos(ω₀) (8)

其中，W_f是带阻滤波器216的带宽，ω₀是滤波器216的陷波或中心频率。带阻滤波器216可以与来自如等式5中给出的标准PID控制回路的一个极点一起使用。

图6示出了用于不同切换频率带宽的带阻滤波器216的幅度和相位响应。

图7示出了与带阻滤波器的幅度和相位响应(虚线)重叠的、基于PID的控制器200的幅度和相位响应(实线)。用带阻滤波器216修改的PID控制器200以切换频率滚降增益。

与没有带阻滤波器216的PID控制器相比，带阻滤波器216允许无负载时的更高带宽。然而，由于切换频率在图1所示的转换器拓扑中是可变的，所以使用具有固定中心频率的标准带阻滤波器不是非常有效。本文描述的控制电路112基于负载来调整带阻滤波器216。由控制电路112提供的项B(I_O)确保了当输出电流I_O或输出电压V_OUT增加时带阻滤波器带宽不会蠕升。经由带阻滤波器216在切换频率下减小系统增益。控制电路112经由项B(I_O)根据负载电流或输出电压来移动带阻滤波器216的陷波频率，使得陷波频率随着切换频率的变化而跟踪线性控制器200的切换频率。

在一个实施例中，带阻滤波器216被过度设计以适应宽的系统带宽。在自适应实施例中，控制电路112基于输出电流I_O或输出电压V_OUT来移动带阻滤波器216的陷波频率。例如，一组固定的过滤器响应选项可以用作例如滤波器响应的查找表，并且控制电路112基于输出电流I_O或输出电压V_OUT来选择滤波器响应。在又一实施例中，与AVP方法类似，带阻滤波器216的陷波频率随负载电流而连续移动。利用连续的方法，控制电路112可以基于输出电流I_O或输出电压V_OUT在存储于查找表中的滤波器响应选项之间进行插值，以确定带阻滤波器216的陷波频率。

如图8所示，对于可以基于负载条件选择的带阻滤波器216的陷波频率可以有若干选择。

如先前所说明的，由控制电路112实现的控制适配技术可以单独地实现，或以任何组合实现，除非明确禁止这样做。相同或不同的阈值可以用于不同的实施例。

如本文所使用的，术语“具有(having)”、“包含(contain)”、“包括(including)”、“含有(comprising)”等是开放式术语，其指示存在所述元件或特征，但不排除附加元件或特征。除非上下文另有明确说明，否则冠词“一个(a)”、“一个(an)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数。

应当理解，除非另有特别说明，否则本文所述的各种实施例的特征可以彼此组合。

虽然本文已经示出和描述了特定实施例，但是本领域普通技术人员将会理解，各种替代的和/或等同的实现方式可以在不脱离本发明的范围的情形下来替代所示和所描述的特定实施例。本申请旨在涵盖本文讨论的特定实施例的任何改变或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限制。