电机控制电路的制作方法

本发明涉及在电动助力转向系统中使用的电机控制电路的改进，并且具体地涉及电动助力转向系统中的多相无刷电机的脉冲宽度调制(pwm)控制。

背景技术：

用于典型的pwm控制的多相电机，特别是dc电机的电机控制电路包括开关电路和控制器，其中开关电路包括选择性地将每相连接到电压电源的一组开关，控制器对开关进行调制以将pwm电压施加到电机的相。通过电机的绕组或相的电流由用于每相的单独的电流传感器进行测量，或者由放置在电路中的单个电流传感器进行测量，以便测量在dc电源与开关电路和电机组合之间流动的总瞬时电流。在单个电流传感器系统中，通过对开关的pwm模式进行偏移并在适当的点处对电流传感器进行采样来推导多个电机相电流，其中pwm模式将所要求的电压施加到每相。

通常将测量的电流转换到参照转子位置的d-q坐标系，并与也在d-q坐标系中的电流要求信号进行比较以产生误差信号，电流要求信号指示从电机要求的电流。在控制器主要控制来自电机的转矩输出的情况下，常常根据转矩信号和已知的电机属性生成要求电流。例如，在电机用于电动助力转向系统的情况下，转矩要求信号主要是电机应该施加到转向以帮助驾驶员转动方向盘的辅助转矩的量的测量。

因此，误差信号表示所要求的电流与在电机中流动的实际电流之间的差。误差信号被馈送到电流控制器，电流控制器产生表示要施加到电机的每相的电压的一组电压要求信号，所述电压会将误差信号最好地驱动到零，并且最好地确保所要求的电流在电机中流动。电流控制器通常将d-q误差信号转换成d-q电压要求信号，d-q电压要求信号然后被进一步转换成三相电压信号。然后依赖于哪个pwm策略被使用，将这三个电压信号转换成用于每个电机相的相应的pwm信号。因此电流控制器用以改变pwm相电压，以便试图不断地最小化误差信号的幅度，从而确保电机电流尽可能地接近所要求的电流。

在实际的系统中，电流控制器将包括pi或pid或其它类型的反馈控制器。

使用反馈控制和pwm的电机驱动电路在本领域中是公知的。例如，wo2006005927公开了一种典型的系统，并且此文件的教导通过引用的方式被并入本文。

在电机具有恒定的转矩和速度的稳态操作期间，通常对施加到三相电机中每相的电压进行选择，以使得每相中的电流在电机转子的电旋转中正弦地变化，因此信号的频率依赖于电机转子的旋转速度，而信号的幅度依赖于所需要的转矩。通过布置每个电流波形使其从其它电流波形偏移120度，如图3所示，由电机所承载的总电流将是恒定的，并且因此，随着电机旋转电机转矩也将是恒定的。以这种模式施加电流确保电机平稳地旋转而不具有转矩峰值。这在本领域是公知的，并且因此这背后的理论在这里将不会被详细地描述。

还已知的是，在电机的一相在开路中故障的情况下提供针对电机的故障操作模式。当发生这种故障时，电流可能仅仅在两个剩余的电机相中流动。如果控制器继续处于正常操作模式以试图施加在正常操作中使用的波形，如图4所示，则电机的转矩会随电机旋转而变化，这是因为总电流会变化。在诸如电动转向之类的某些应用中，通过方向盘会感受到作为转矩波动的这种变化，这可能会使驾驶员烦恼。在图6中示出了这种情况。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种用于三相星形连接的电机的电机控制电路，其可以在一相处于开路故障状况的情况下运行。

根据第一方面，本发明提供了一种用于电动助力转向系统中的电机的电机控制电路，在这种类型的电动助力转向系统中，由转向系统的一部分运送的转矩的测量用于产生转矩要求信号，所述转矩要求信号表示要由电机施加到转向系统的转矩，驱动电路包括：

开关电路，其包括多个电气开关；

电流要求信号生成器，其将所述转矩要求信号转换成电流要求信号；

故障模式电机电流控制器，其对表示所述电流要求信号与电机中流动的实际电流之间的差的误差信号进行响应，并且在一相开路的故障的情况下可操作，以通过生成单个电压要求信号来驱动剩余的两相作为单个组合相，所述单个电压要求信号表示要施加到组合相的电压，所述电压信号进而被馈送到开关的驱动电路，所述开关的驱动电路生成在所述组合相上施加电压所需要的、针对开关电路的脉冲宽度调制开关信号。

发明人理解到，当三相星形点连接的电机在具有一个开路相的情况下运行时，两个剩余的非故障相用作单个组合相，这是因为在任何时刻，流入一相的电流会等于流出其他非故障相的电流。因此，提出了一种新颖的电机控制电路，其在开路故障发生时驱动电机作为单个相，从而仅仅需要产生单个电压要求信号。此电压表示要施加到组合相的总电压，即在连接到开关的相的端之间测量得到的电压。

开关的驱动电路可以被布置为在单个组合相上施加电压，使得每次电机旋转180度时反转电压的极性。因此，电流控制器可以不顾电机的位置，产生具有相同值的电压，并且pwm驱动电路基于电机转子的位置处理所需要的极性反转。

180度旋转的开始和结束可以与故障相的位置对齐。因此，开始和结束会依赖于哪相发生故障而发生变化。针对三相电机，故障相的位置可以是处于0度、120度和240度的三个不同位置中的一个。

每180度切换极性确保针对给定的电机要求电流，总是以相同的意义产生电机转矩。

在一个优选的布置中，在电机转子的电旋转的一半期间，可以通过将组合相的第一端钳位固定到正电源并将pwm信号施加到组合相的第二端，在第一模式中驱动开关装置以将控制器所要求的电压施加到单个组合相，而在转子的电旋转的另一半期间，通过将第二端钳位固定到地并将pwm信号施加到第一端，在第二模式中驱动开关装置，两种模式之间的转换与故障的开路相的位置相对应。

在开关电路包括桥的布置中，相的每端通过顶开关连接到电源电压并且通过底开关连接到地电压，可以通过在整个pwm周期期间接通顶开关而断开底开关、同时对连接到组合相的第一端的开关进行调制，将组合相的第一端钳位固定到电源。

可以通过在整个pwm周期期间接通底开关而断开顶开关、同时对连接到组合相的第一端的开关进行调制，将组合相的第二端钳位固定到地。

可替代地，电压可以由故障模式电流控制器根据电机位置而生成，并且其本身可以随着电机的旋转而在极性上发生变化。因此，在电压的生成期间执行极性切换而不是通过驱动阶段执行极性切换。

电机控制电路可以通过将电流要求信号与在两个非故障相中的任何一相中流动的实际电流进行比较，生成被馈送到故障模式电流控制器的误差信号。因此电流要求信号将表示在理想情况下应该流经组合相的电流。

电流控制电路还可以包括在不存在开路故障相的电机的正常操作期间使用的至少一个正常模式电流控制器。当不存在故障时，正常模式电流控制器可以被适配为产生针对三相的3个轴电压，使得每相被独立地驱动。

在相作为开路发生故障的情况下，电流控制电路可以在正常模式控制器和故障模式控制器之间切换。开路故障可以是，例如，通过监测各个相电流并且检测到一相或多相返回零或与所要求的电机电流相比为低电流的测量结果(即，测量结果本应显示非零电流)。

电机控制电路可以被布置为向正常模式电流控制器供应与馈送到故障模式电流控制器的电流误差信号相比不同的电流误差信号。馈送到正常模式电流控制器的误差信号可以被表示在d-q轴坐标系中，并且可以通过将转矩要求信号与电机转子位置的测量组合起来而产生。

因此，馈送到正常电流控制器的误差信号将包括在参考坐标系中定义的向量，参考坐标系相对于转子位置是固定的。这可以通过将d-q轴电流要求信号与d-q轴实际电流信号进行比较而产生。

电机控制电路可以包括两个正常模式电流控制器，一个控制电流的d轴分量，另一个控制电流的q轴分量。在相的开路故障的情况下它们两者均可以被禁用。

在检测到相的开路故障时，电机控制电路可以被适配为断开与故障相关联的开关。

d轴控制器和q轴控制器中的每一个可以被布置为对在相对于定子固定的参考坐标系的d-q轴误差电流信号进行转换，并且进而转换到具有针对电机每相的电压的3轴坐标系。可以以两个步骤产生这三个相电压—第一步骤使用派克变换(parktransform)或类似变换将相对于转子固定的d-q坐标系转换成随着转子位置变化的alpha-beta坐标系，并且然后使用任何已知的变换技术从alpha-beta坐标系进行转换。

可以使用以下两个方程执行从d-q坐标系到alpha-beta坐标系的转换：

alpha轴电压要求＝d轴电压要求×cos(电机位置)-q轴电压要求×sin(电机位置)

beta轴电压要求＝d轴电压要求×sin(电机位置)+q轴电压要求×sin(电机位置)

正常模式电流控制器可以使用以下方程将pi控制器的输出(其是dq坐标系中的电压)转换成针对相的三个电压：

u相电压要求＝alpha轴电压要求

v相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求-beta轴电压要求×√3)

w相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求+beta轴电压要求×√3)

因此，电机控制电路可以被适配为接收表示转子的位置的电机位置信号。这可以是对转子位置的实际测量或者对转子位置的估计。

电机控制电路可以被布置使得两个非故障相所要求的电流的每一个电流被波形整形以减少电机旋转时的转矩波动，整形包括根据电机位置改变电流要求信号的幅度。整形可以包括使用针对一系列电机转子位置的线性斜坡函数、余割函数的非线性斜坡函数中的一个或多个函数来产生根据转子位置变化的电流要求信号。

应用作为电机转子位置的函数的波形整形有助于减少电机输出中的转矩波动。

根据第二方面，本发明提供了一种用于电动助力转向系统的电机的电机控制电路，在这种类型的电动助力转向系统中，由所述转向系统的一部分运送的转矩的测量用于产生转矩要求信号，所述转矩要求信号表示电机要施加到转向系统的转矩，驱动电路包括：

开关电路，其包括多个电气开关；

电机电流控制器，其生成要被传递到开关的驱动电路的电压要求信号，所述开关的驱动电路进而生成用于开关电路的脉冲宽度调制开关信号，所述脉冲宽度调制开关信号使得开关选择性地将相连接到电源，以使得电流流过电机的相；

其中，所述电流控制器对d-q轴误差信号进行响应，所述d-q轴误差信号表示从所述转矩要求信号推导的d-q轴电流要求信号的值与在电机中流动的实际d-q轴电流之间的差；

由此，电流控制器使用转换器将所述d-q轴误差信号转换成三个相电压，所述转换器接收所述误差信号和电机位置信号作为输入，并且其中在正常操作模式中，所述电机位置信号根据电机的转子位置变化，而在一相开路的故障状况中，所述电机位置信号根据故障相的位置是固定的。

第二方面的发明提供了一种用于电机的驱动电路，其消除了对本发明的第一方面所需要的对控制器的重复的需要，但也提供了在发生开路故障时对作为单个组合相的非故障相的有效控制。从一个角度来看，第二方面的发明可以被看作通过借由在故障模式中向控制器给出关于转子位置的假信息来“诱使”控制器产生所需要的电压要求信号，从而实现上述效果。

在故障模式中，电机位置信号可以被固定在故障相的角度，以使得在计算三个电压信号时，故障相的电压将为零，而两个其它相的电压将是大小相等方向相反的。

电流控制器可以使用定义派克变换的方程，首先从d-q坐标系转换到alpha-beta坐标系或固定坐标系(故障模式)，从而将误差信号转换成三个相电压。所述变换可以由两个方程定义：

alpha轴电压要求＝d轴电压要求×cos(电机位置)-q轴电压要求×sin(电机位置信号值)；

beta轴电压要求＝d轴电压要求×sin(电机位置)+q轴电压要求×sin(电机位置信号值)；

其中，在正常模式中(电机位置信号值)是转子位置，或者在故障模式中(电机位置信号值)被固定在故障相的位置。

控制器然后可以使用以下方程从alpha-beta坐标系或固定坐标系转换成三个相电压：

u相电压要求＝alpha轴电压要求

v相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求-beta轴电压要求×√3)

w相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求+beta轴电压要求×√3)

电机控制电路可以包括两个电流控制器，一个控制q轴电流，另一个控制d轴电流。两个控制器均可以以上面描述的方式运行。

在一相开路的故障的情况下，可以禁用d轴控制器以迫使d轴控制器的输出为零，然后对电流的控制仅由q轴控制器执行。

电机控制电路可以被布置为使得两个非故障相所要求的电流中的每个电流被波形整形以便减少电机旋转时的转矩波动，整形包括根据电机位置改变电流要求信号的幅度。整形可以包括使用针对一系列电机转子位置的线性斜坡函数、余割函数的非线性斜坡函数中的一个或多个函数来产生根据转子位置变化的电流要求信号。

根据第三方面，本发明提供了一种电动助力转向系统，其包括：转向机构，其将方向盘连接到车轮；转矩传感器，其产生表示由所述转向机构的一部分运送的转矩的转矩信号；电机，其连接到所述转向机构以使得电机产生的转矩被传输到所述转向机构；用于生成表示要由电机施加到所述转向系统的转矩的转矩要求信号的装置，所述转矩要求信号是所述转矩传感器测量的转矩的函数；以及电机控制电路，其对依赖于所述转矩要求信号的信号进行响应，所述电机控制电路根据本发明的第一方面或本发明的第二方面或本发明的第一方面和第二方面两者被布置。

电机可以包括三相无刷dc电机。

附图说明

现在将参考附图并且如附图所示，仅仅通过示例的方式，描述本发明的一个实施例，在附图中：

图1是示出用于电力转向系统的电机的电机控制电路的框图，电机控制电路包括本发明的一个方面的范围内的实施例；

图2是示出图1的闭环电流控制器的元件的较详细的框图；

图3示出用于提供平稳的电机转矩的、工作电机的正弦变化的三相电流；

图4示出在没有使用故障模式策略时，具有单相开路故障的电机的三相电流；

图5示出在故障模式中操作时由图2的电机控制电路施加的相电流的变化；

图6示出与图3、4和5所示的电流波形相对应的电机转矩；

图7示出用于对施加在每相的端的电压进行调制的典型三相电机开关电路；

图8是包括正常模式电流控制器和故障模式电流控制器的可替代的电机控制电路的框图；

图9是在故障模式中施加到组合相的电压的曲线；

图10是示出在处于故障模式时，在第一操作模式中施加到桥的pwm信号的图；

图11是示出在处于故障模式时，在第二操作模式中施加到桥的pwm信号的对应图；以及

图12示出在故障模式中可以施加到电机相的可替代的电流波形，已经使用电流要求的余割函数和线性斜坡的组合对此电流波形进行波形整形。

具体实施方式

参考图7，三相无刷电机1包括三个电机绕组2、4、6，通常被称为相u、v和w。这些相是以星形网络连接的，使得每相的一端在星形点处连接到每个其它相的对应端。每相的自由端连接到被布置成h桥的开关电路。

开关电路包括三相桥8，电机的每相对应桥的一相。桥的每个臂10、12、14包括在dc电压电源轨20和地线22之间串联连接的顶开关(晶体管16)和底开关(晶体管18)形式的一对开关。电机绕组2、4、6的每一个从相应互补的一对晶体管16、18之间分接出来。开关可以断开(off)或闭合(on)。

晶体管16、18以受控的方式由附图中的图2详细示出的电机控制器21接通和断开，以提供对施加到每个相绕组的电位电压的脉冲宽度调制，从而控制施加在绕组2、4、6中每个绕组上的电位差，并且因此也控制流经绕组的电流。这进而控制由绕组产生的磁场的强度和方位，所述磁场设置电机所产生的转矩。

在电机1与地之间的地线22中提供电阻器24形式的电流测量设备，使得控制器21可以测量流经所有绕组2、4、6的总电流。为了测量每个绕组中的电流，必须在pwm周期内精确的时刻对总电流进行采样，其中施加到绕组的每个端子的电压(以及因此特定相的导通状态)是已知的。优选的是，可以针对每相提供单独的电流传感器。

在此示例中的控制器使用空间向量调制(svm)算法，但是在本发明的范围内可以同等地使用任何调制技术，并且在此示例中使用svm算法不应当被解释成限制性的。

三相系统中的每个绕组2、4、6可以仅仅连接到电源轨20或者地线22，并且因此存在控制电路的开关的八种可能的状态。使用1来表示一相处于正电压，以及使用0来表示相连接到地，状态1可以被表示为[100]，表示u相处于1、v相处于0并且w相处于0；状态2被表示为[110]，状态3被表示为[010]，状态4被表示为[011]，状态5被表示为[001]，状态6被表示为[101]，状态0被表示为[000]，而状态7被表示为[111]。状态1到6中的每一个是导通状态，在导通状态中，电流流经所有绕组2、4、6，在一个方向上流经它们中的一个，而在另一个方向上流经其它两个。状态0是所有绕组都连接到地的零伏状态，而状态7是所有绕组都连接到电源轨的零伏状态。

在开关电路被控制器21控制以产生脉冲宽度调制的正常操作期间，在每个pwm周期中，相2、4、6中的每一相将正常地被接通和断开一次。在每个状态中占用的时间的相对长度将确定在每个绕组中产生的磁场的大小和方向，并且因此确定施加到转子的总转矩的大小和方向。

图2的电机控制电路可以用在许多应用中，并且在此实施例中形成图1所示的电动转向系统的一部分。转向系统包括转矩传感器26，其测量转向柱中的转矩，并将此转矩馈送到转矩控制器。转矩控制器将辅助转矩信号用作输入，辅助转矩信号表示电机要产生并且要施加到转向系统以帮助驾驶员转动方向盘的转矩的量。辅助转矩要求信号的值是根据由驾驶员施加到转向系统的转矩而设置的，因此需要向控制器输入测量的转矩。

转矩要求信号被馈送到电流控制器，电流控制器根据电机的已知特性将转矩要求信号转换成电流要求。电流要求信号被设置成d-q轴电流值，其包括相对于电机转子固定的参考坐标系中的向量。

电流控制器将电流要求信号与也在dq参考坐标系中、在电机中流动的实际电流进行比较，以产生误差信号。电流控制器然后产生要施加到每相的电压，所述电压将驱动误差最小化，从而确保实际电流与所要求的电流匹配。

电机中的电流使得电机产生所要求的辅助转矩，并且此转矩使驾驶员转动方向盘更容易。因此，此系统具有两个闭合环路—设置辅助转矩的转矩控制器环路，以及将电流误差驱动到零并因此设置电机中的电流的电流控制器环路。

如图2所示，通过从要求的电流中减去实际电流(但是可以从实际电流中减去要求的电流)来产生误差信号。此误差信号被馈送到pi控制器，pi控制器将一个或多个增益施加到误差，以产生dq参考坐标系中的电压信号。

然后将d-q坐标系电压转换成三相所需要的三个电压，通过使用如下的派克变换，首先将其转换成alphabeta坐标系中的两个电压：alpha轴电压要求＝d轴电压要求×cos(电机位置)-q轴电压要求×sin(电机位置)；

beta轴电压要求＝d轴电压要求×sin(电机位置)+q轴电压要求×sin(电机位置)；

其中，电机位置是表示转子位置或电机内的某个其它位置的值。

使用以下方程将这两个电压转换成三个电压：

u相电压要求＝alpha轴电压要求

v相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求-beta轴电压要求×√3)

w相电压要求＝-1/2×(alpha轴电压要求+beta轴电压要求×√3)

然后通过由pwm转换器38使用任何已知的pwm策略将这三个电压施加到相应的相。控制器不断地尝试将误差信号驱动到零，这确保电机相中的电流与所要求的电流匹配。

为了施加派克变换，电流控制器块需要测量或估计的电机位置信号作为输入参数。这是由图2所示的位置计算器块提供的。

在正常使用中，位置计算器输出表示电机转子的实际位置的位置信号。这可以从位置传感器的输出推导出来。可替代地，在没有位置传感器的系统中，这可以从通过观测在电机中流动的电流而获得的位置估计中推导出来。

在一相故障作为开路的故障模式中，计算器块不输出表示电机转子位置的位置信号。替代地，其输出表示故障的开路的位置的信号。针对典型的三相电机，这可以取三个离散值中的一个，每个值相距120度。位置计算器响应于来自故障指示块(给出此块如何运行的示例)的输出，在正常模式和故障模式之间切换。

通过固定故障发生时的角度，可以使用在正常模式中使用的相同的转换器和方程，以便产生两个电压信号，每个非故障相对应一个电压信号，如针对u相处于故障的情况的图5所示。因为转换器将转子“视为”固定，因此电压将不顾转子的位置具有恒定的值，并且故障相的电压将被设置成零。

实际上，图2的电路可以包括分别控制q轴电流和d轴电流的两个电流控制器。在检测到故障模式时，可以通过改变d轴控制器的增益将d轴控制器的输出设置为零。这确保仅仅使用q轴控制器来控制电机中的电流，这给出了故障模式中的增强性能。

因此，图2的实施例尽可能多地使用正常的电流控制电路以便在故障模式中操作电机。这在设计和制造期间可以是有利的，因为相对于在故障模式中不运行的系统存在着极小的变化。实际上，仅仅需要的改变是对向两相到三相的转换器输出电机位置信号的块以及检测何时发生故障的块做出的。

在图8所示的修改中，电机控制电路具有在故障模式中使用的单独电流控制器，在非故障模式中使用的正常电流控制器如上所述的那样被布置。因此电路可以包括三个控制器，单独的q轴和d轴控制器被提供以在正常模式中使用。与第一实施例一样，故障模式被认为是一相作为开路发生故障的模式，正常模式是所有三个相都不故障的时候。

故障模式控制器比正常电流控制器简单，原因在于故障模式控制器驱动两个非故障相作为单个组合相。发明人已经理解到，在故障模式中，流入一个非故障相的电流可以仅仅等于流出其他相的电流。因此一相的一端可以固定到dc电源轨或者地，而对其它相进行pwm调制，这意味着控制器仅仅需要根据误差信号计算单个电压要求信号。然后可以使用任何已知的pwm技术将这种单个电压要求信号施加到组合相上。

为了确定单个电压要求信号，首先将转矩要求转换成电流要求值，其不在d-q坐标系内，而简单地是与转矩成比例(或者根据电机特性以某种其它方式相关)的电流。然后控制器将在这两个非故障相的任何一相中流动的电流与电流要求信号进行比较以产生误差信号，并且将此误差信号馈送到具有适当增益的pi控制器。然后pi控制器的输出被转换成单个电压，或者可以直接被用作单个电压。最后，使用pwm策略将此单个电压施加到组合相上。

在图9所示的有利的pwm策略中，每当转子转过180度时，施加到组合相的电压在极性上被切换，极性转换与故障相的位置相对应。

在电机转子的电旋转的一半期间，可以通过将组合相的第一端钳位固定到正电源并将pwm信号施加到组合相的第二端，在第一模式中驱动开关装置，以将控制器要求的电压施加到单个组合相上。例如，在u相发生故障的情况下，可以通过闭合顶开关并断开底开关并且调制w相开关，将v相钳位固定到正电源。

在转子的电旋转的另一半期间，通过将第二端钳位固定到地并将pwm信号施加于第一端，在第二模式中驱动开关装置，两种模式之间的转换与故障的开路相的位置相对应。在在前段落的示例中，这会包括接通w相的底开关并断开w相的顶开关，然后对v相的开关进行调制。

因此，pwm调制仅仅被施加到组合相中的一相，但是pwm调制被设置为控制施加在组合相上的总电压。

在u相故障时，针对第一模式在图10中示出了施加到桥的每个开关的信号，而针对第二模式在图11中示出了施加到桥的每个开关的信号。注意，在故障模式期间，故障相的开关一直保持断开(off)。

在两个实施例中，当在故障模式中运行时，在电机转矩中仍然将存在某些波动。这是因为在转子的每个全旋转中存在着电机产生的转矩将为零的两个点。另外，如果要求的电流保持恒定，则转矩将仍然随着转子位置而变化。

为了减少波动，可以对电流要求信号进行波形整形，使得电流要求信号随着转子的角位置而变化。合适的波形整形可以包括，根据转子位置将线性或非线性斜坡增益施加于电流要求信号。例如，可以施加诸如余割曲线的余弦之类的非线性函数。在图12中示出整形的波形的示例。当然，这种整形将使得在正常和故障模式中施加到电机的电压随着转子位置而变化。

注意，图12中的波形每180度地在极性上发生变化。当然，针对所有的转子位置波形可以具有相同的极性，其中在关于第一实施例描述的两种模式中运行的pwm策略处理在极性上的反转。