本发明属于直流电源变换
技术领域：
，具体涉及一种基于推挽拓扑结构输入并联、输出串联的变换器，应用于新能源汽车行业。
背景技术：
：在新能源纯电动汽车上，油泵的供电方式来源于动力电池提供的能量。而油泵在电动汽车上主要用于驱动方向盘来控制电动汽车的行驶方向，因此当油泵的供电发生异常时，驾驶员就无法对方向盘进行操作来控制电动汽车的行驶方向。然而，这种情况在电动汽车行驶过程中遇到紧急情况时，是一件十分危险的事情。为了满足客户对电动汽车安全系数的提高，现提出利用低压蓄电池的电压转化为接近动力电池高压的电压作为油泵备用电源的供电方式进行维持工作，提供给司机在紧急情况下对电动汽车方向调整与下一步正确操作的时间。目前，低压转高压的方案有很多。但是，为了满足新能源电动汽车行业对转换器功率与尺寸的需求，推挽拓扑结构的变换器是最好的选择。而采用传统的推挽拓扑结构，来直接达到设计功率与输出电压需求，转换器的散热处理是非常困难的。技术实现要素：本发明的目的就是为了解决上述
背景技术：
存在的不足，提供一种转换功率大、输入输出升压比高，且体积紧凑、散热好处理的基于推挽拓扑结构输入并联、输出串联的变换器。本发明采用的技术方案是：一种基于推挽拓扑结构输入并联、输出串联的变换器，包括外部输入直流电源电路和隔离升压电路，所述隔离升压电路包括第一路推挽变换器和第二路推挽变换器，第一路推挽变换器包括第一变压器和多组功率管，第一变压器的原边公共端连接外部输入直流电源电路、原边同名端连接一组功率管、原边异名端连接一组功率管；第一变压器的次边连接第一输出整流电路，第一输出整流电路一端连接第一输出滤波电路一端；第二路推挽变换器包括第二变压器和多组功率管，第二变压器的原边公共端连接外部输入直流电源电路、原边同名端连接一组功率管、原边异名端分别连接一组功率管；第二变压器的次边连接第二输出整流电路，第二输出整流电路一端连接第二输出滤波电路一端；第一输出整流电路另一端连接第二输出滤波电路另一端，第一输出滤波电路另一端和第二输出整流电路另一端分别连接负载两端。进一步地，每组功率管包括多个MOS管，多个MOS管的漏极相连，多个MOS管的源极相连后经电流采样电阻接地，多个MOS管的栅极经电阻连接在一起作为控制端。进一步地，每组功率管上设有原边吸收电路，原边吸收电路两端分别与每组功率管中的MOS管的漏极和源极连接。进一步地，所述原边吸收电路包括串联的电阻和电容。进一步地，所述第一输出滤波电路和第二输出滤波电路的滤波电感两端之间均设有次边吸收电路。进一步地，所述次边吸收电路包括二极管、电阻和电容，电阻和电容并联后与二极管阴极串联。进一步地，所述外部输入直流电源电路包括第一外部输入直流电源和第二外部输入直流电源，第一外部输入直流电源连接第一变压器的原边公共端和接地的滤波电容，第二外部输入直流电源连接第二变压器的原边公共端和接地的滤波电容。进一步地，所述第一输出整流电路和第二输出整流电路均为桥式整流电路。进一步地，所述第一输出滤波电路包括串联的滤波电感和滤波电容。更进一步地，所述第二输出滤波电路包括串联的滤波电感和滤波电容。本发明采用两路推挽变换器，两路推挽变换器的变压器原边并联、次边串联，能够实现转换功率大、输入输出升压比高的目的；在变压器的原边同名端和异名端分别连接一组功率管，能更好的对变换器产生的热量的处理，以及通过并联MOS管或选择更大功率的MOS管进行功率扩展；在每组功率管上设置原边吸收电路，能限制由功率管产生的电压尖峰，在输出滤波电路上设置次边吸收电路，能限制输出整流电路在换流过程中二极管反向恢复所产生的电压尖峰，提高电路可靠性。附图说明图1为本发明的电路原理图。图2为本发明正常工作的上半部分电路的一原理图。图3为本发明正常工作的上半部分电路的另一原理图。图中：1-外部输入直流电源电路；2-第一路推挽变换器；3-第二路推挽变换器；4-第一输出整流电路；5-第二输出整流电路；6-第一输出滤波电路；7-第二输出滤波电路；8-原边吸收电路；9-次边吸收电路。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。如图1所示，为本发明的电路结构图，输入采用两个变压器原边并联，输出采用变压器次边串联。它包含输入直流电源电路、隔离升压电路、输出整流、滤波电路，以及原、次边吸收电路，下面将对本发明涉及的这些电路进行详细说明。隔离升压电路包括第一路推挽变换器2和第二路推挽变换器3，第一路推挽变换器2包括第一变压器TR1和多组功率管，第一变压器TR1的原边公共端连接外部输入直流电源电路1、原边同名端连接一组功率管、原边异名端连接一组功率管；第一变压器TR1的次边连接第一输出整流电路4，第一输出整流电路4一端连接第一输出滤波电路6一端；第二路推挽变换器3包括第二变压器TR2和多组功率管，第二变压器TR2的原边公共端连接外部输入直流电源电路1、原边同名端连接一组功率管、原边异名端分别连接一组功率管；第二变压器TR2的次边连接第二输出整流电路5，第二输出整流电路5一端连接第二输出滤波电路7一端；第一输出整流电路4另一端连接第二输出滤波电路7另一端，第一输出滤波电路6另一端和第二输出整流电路5另一端分别连接负载RL两端。第一变压器TR1的原边和第二变压器TR2的原边连接结构相同，实现了变换器输入原边的并联；第一变压器TR1的次边和第二变压器TR2的次边经输出整流电路和输出滤波电路后，由第二变压器TR2这一路产生的正与由第一变压器TR1这一路产生的负相连接，实现了变换器输出的串联。上述每组功率管包括多个MOS管，多个MOS管之间并联，具体多个MOS管的漏极相连，多个MOS管的源极相连后经电流采样电阻接地，多个MOS管的栅极经电阻连接在一起作为控制端。每组功率管上设有原边吸收电路，原边吸收电路两端分别与每组功率管中的MOS管的漏极和源极连接。原边吸收电路包括串联的电阻和电容。具体地，隔离升压电路包含八个MOS管与两个隔离变压器：第一变压器TR1的2脚(即原边公共端)连接至滤波电容C1的正极，第二变压器TR2的2脚(即原边公共端)连接至滤波电容C5的正极；MOS管Q1与MOS管Q2并联连接，第一变压器TR1的1脚(即原边同名端)连接至MOS管Q1与MOS管Q2的漏极，MOS管Q5与MOS管Q6并联连接，第二变压器TR2的1脚(即原边同名端)连接至MOS管Q5与MOS管Q6的漏极；MOS管Q3与MOS管Q4并联连接，第一变压器TR1的3脚(即原边异名端)连接至MOS管Q3与MOS管Q4的漏极，MOS管Q7与MOS管Q8并联连接，第二变压器TR2的3脚(即原边异名端)连接至MOS管Q7与MOS管Q8的漏极；MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4的源极均相连后经电流采样电阻RS1接地；MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7、MOS管Q8的源极均相连后经电流采样电阻RS2接地。上述每组功率管中的MOS管并联，MOS管Q1、MOS管Q2与MOS管Q3、MOS管Q4的驱动信号G1和G2分别为幅值相等、脉宽可调、相位相差180度的PWM信号；MOS管Q5、MOS管Q6与MOS管Q7、MOS管Q8的驱动信号G3和G4分别为幅值相等、脉宽可调、相位相差180度的PWM信号。上述方案中，外部输入直流电源电路1包括第一外部输入直流电源INPUT1和第二外部输入直流电源INPUT2，第一外部输入直流电源INPUT1连接第一变压器TR1的原边公共端和接地的滤波电容C1，第二外部输入直流电源INPUT2连接第二变压器TR2的原边公共端和接地的滤波电容C5。输入直流电源电路主要作用是对外部输入直流电进行滤波，得到更加平滑的直流电压，以及具备有储能的作用。第一外部输入直流电源与第二外部输入直流电源INPUT2可以是相同电源，也可以是不同电源。上述方案中，每组功率管上设有原边吸收电路8，原边吸收电路8两端分别与每组功率管中的MOS管的漏极和源极连接，原边吸收电路8包括串联的电阻和电容。第一输出滤波电路6和第二输出滤波电路7的滤波电感两端之间均设有次边吸收电路9，次边吸收电路9包括二极管、电阻和电容，电阻和电容并联后与二极管阴极串联。具体地，原边吸收电路8是由电阻R7和电容C2、电阻R8和电容C3组成、电阻R16和电容C6、以及电阻R17和电容C7组成。次边吸收电路是由二极管D5、电阻R9和电容C4、二极管D10、电阻R18、C8组成。其中，电阻R7和电容C2组成的吸收电路用于限制由MOS管Q1和MOS管Q2产生的电压尖峰；电阻R6和电容C3组成的吸收电路用于限制由MOS管Q3和MOS管Q4产生的电压尖峰；电阻R16和电容C6组成的吸收电路用于限制由MOS管Q5和MOS管Q6产生的电压尖峰；电阻R17和电容C7组成的吸收电路用于限制由MOS管Q7和MOS管Q8产生的电压尖峰；二极管D5和电阻R9、电容C4组成的吸收电路用于限制由二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4组成的第一输出整流电路在换流过程中二极管反向恢复所产生的电压尖峰；二极管D10和电阻R18、电容C8组成的吸收电路用于限制由二极管D6、二极管D7、二极管D8、二极管D9组成的第二输出整流电路在换流过程中二极管反向恢复所产生的电压尖峰。上述方案中，第一输出整流电路4和第二输出整流电路5均为桥式整流电路。第一输出整流电路4是由二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4组成，二极管D1和二极管D2的阴极相连接，二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连接，二极管D3和二极管D4的阳极相连接，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连接，这样就组成了一个桥式整流；第一变压器TR1次边的5脚连接至二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连接处；第一变压器TR1次边的4脚连接至二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连接处，这样就构成了输出全桥整流电路。第二输出整流电路5是由二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8组成。二极管D6和二极管D7的阴极相连接，二极管D6的阳极与二极管D8的阴极相连接，二极管D8和二极管D9的阳极相连接，二极管D7的阳极与二极管D9的阴极相连接，这样就组成了一个桥式整流；第二变压器TR2次边的5脚连接至二极管D6的阳极与二极管D8的阴极相连接处；第二变压器TR2次边的4脚连接至二极管D7的阳极与二极管D9的阴极相连接处，这样就构成了输出全桥整流电路。上述方案中，第一输出滤波电路6是由串联的滤波电感L1和滤波电容C9组成的二阶滤波电路。对由二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4组成的第一输出整流电路4整流后的输出电压进行滤波，得到一个平滑的输出电压波形。第二输出滤波电路6是由串联的滤波电感L2和滤波电容C10组成的二阶滤波电路。对由二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8组成的第二输出整流电路5整流后的输出电压进行滤波，得到一个平滑的输出电压波形。上述整流滤波电路将经由第一变压器TR1整流滤波得到的电压的负极与经由第二变压器TR2整流滤波得到的电压的正极相连接；经由第一变压器TR1整流滤波得到的电压的正极即为输出正，经由第二变压器TR2整流滤波得到的电压的负极即为输出负，这样就得到了一个高电压的输出。具体地，第一输出整流电路4的二极管D1和二极管D2的阴极接滤波电感L1，滤波电感L1另一端接滤波电容C9的正端和负载RL的正端，滤波电容C9的负端接二极管D3和二极管D4的阳极；第二输出整流电路5的二极管D6和二极管D7的阴极接滤波电感L2一端，滤波电感L2另一端接滤波电容C10的正端和第一输出整流电路4的二极管D3和二极管D4的阳极，二极管D8和二极管D9的阳极接滤波电容C10的负端和负载RL的负端。如图2、图3所示，是图1正常工作的上半部分电路的原理图，下面将对工作原理进行详细说明。图2中是MOS管Q1、MOS管Q2导通，MOS管Q3、MOS管Q4截止时的状态。当一定幅值、频率、占空比的波形分别经过电阻R1、电阻R2到MOS管Q1、MOS管Q2的栅极后，MOS管Q1与MOS管Q2由截止状态转至导通状态。而MOS管Q3、MOS管Q4的栅极无驱动电压，因此，此时为截止状态。第一变压器TR1的1脚相对于2脚为同名端，2脚相对于3脚为同名端，5脚相对于4脚为同名端。当输入电源正的电流→滤波电容C1的正极→第一变压器TR1的2脚→第一变压器TR1的1脚→MOS管Q1、MOS管Q2的漏极→MOS管Q1、MOS管Q2的源极→采样电阻RS1→滤波电容C1的负极→输入电源负时，由于电流的磁效应，在第一变压器TR1的4脚与5脚组成的绕组产生由5脚到4脚的电流，电流流向为第一变压器TR1的4脚→二极管D2→滤波电感L1→滤波电容C9→二极管D3→第一变压器TR1的5脚，此时第一变压器TR1的4脚相对于5脚就会产生一个正的感生电压。而当MOS管Q1、MOS管Q2由开通→关断时，由于电路或第一变压器TR1中存在漏感，因此会产生电压尖峰，那么需要加入由电阻R7、电容C2组成的原边吸收电路来避免MOS管Q1、MOS管Q2由于漏极相对于源极电压过高而损坏。由于二极管存在反向恢复时间与第一变压器TR1、电路中存在漏感，当二极管D2与二极管D3由正向导通状态到截止状态时，输出会产生一个较高的电压尖峰，那么需要二极管D5、电阻R9与电容C4组成的次边吸收电路对输出尖峰电压进行吸收，避免电压过高而损坏输出二极管。图3中是MOS管Q3、MOS管Q4导通，MOS管Q1、MOS管Q2截止时的状态。当一定幅值、频率、占空比的波形分别经过电阻R4、电阻R5到MOS管Q3、MOS管Q4的栅极后，MOS管Q3与MOS管Q4由截止状态转至导通状态。而MOS管Q1、MOS管Q2的栅极无驱动电压，因此，此时为截止状态。第一变压器TR1的1脚相对于2脚为同名端，2脚相对于3脚为同名端，5脚相对于4脚为同名端。当输入电源正的电流→滤波电容C1的正极→第一变压器TR1的2脚→第一变压器TR1的3脚→MOS管Q3、MOS管Q4的漏极→MOS管Q3、MOS管Q4的源极→采样电阻RS1→滤波电容C1的负极→输入电源负时，由于电流的磁效应，在由第一变压器TR1的4脚与5脚组成的绕组产生由4脚到5脚的电流，电流流向为第一变压器TR1的5脚→二极管D1→滤波电感L1→滤波电容C9→二极管D4→第一变压器TR1的4脚，此时第一变压器TR1的5脚相对于4脚就会产生一个正的感生电压。而当MOS管Q3、MOS管Q4由开通→关断时，由于电路或第一变压器TR1中存在漏感，因此会产生电压尖峰，那么需要加入由电阻R8、电容C3组成的原边吸收电路来避免MOS管Q3、MOS管Q4由于漏极相对于源极电压过高而损坏。由于二极管存在反向恢复时间与第一变压器TR1、电路中存在漏感，当二极管D1与二极管D4由正向导通状态到截止状态时，输出会产生一个较高的电压尖峰，那么需要二极管D5、电阻R9与电容C4组成的次边吸收电路对输出尖峰电压进行吸收，避免电压过高而损坏输出二极管。上述提及的采样电阻RS1是用于原边电流采样的，经过一系列变换后送入控制芯片，从而逐周期限制原边电流，来避免推挽存在的偏磁问题。图1下半部分电路的工作原理同图2、图3，在此不再重复。下面将通过具体产品的数据来对此发明电路大功率、高升压比、效率进行说明，如表1、表2与表3、表4。表1输出365V样机基本参数序号项目技术要求备注1输入电压17～30VDC/24VDC2输出电压365VDC3输入最大电流365A4输出额定功率2000W5输出峰值功率5500W维持30S6工作温度-40℃～+60℃表2输出365V样机额定功率2000W效率实测输出负载10％20％30％40％50％60％70％80％90％100％Vin＝17Vdc91.5893.5894.4694.6194.6794.3694.1393.7693.5793.21Vin＝24Vdc86.0490.9392.4592.9993.1493.1493.1392.8092.6992.38Vin＝30Vdc81.1087.6589.7791.1491.7291.8791.9991.9591.8291.57表3输出540V样机基本参数序号项目技术要求备注1输入电压18～30VDC/24VDC2输出电压540VDC3输入最大电流365A4输出额定功率2000W5输出峰值功率5500W维持30S6工作温度-40℃～+60℃表4输出540V样机额定功率2000W效率实测输出负载10％20％30％40％50％60％70％80％90％100％Vin＝18Vdc91.5293.4494.6294.7094.5694.3694.1393.8793.4893.06Vin＝24Vdc86.6291.5093.0793.3693.6593.2393.0892.5292.1691.64Vin＝30Vdc82.7189.0690.7891.5591.9991.6291.3891.1590.4889.69由上表可知，无论输入是17～30VDC/24VDC还是18～30VDC/24VDC，输出电压均较高，输出功率也较大，即实现了转换功率大、输入输出升压比高的目的。以上所述，为本发明对输入输出高升压比、传输大功率变换器提出的一个解决方案，还可以通过多个电路的并联与选择多个MOS管的并联来达到更大升压比与更大传输功率的效果。本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。当前第1页1 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