一种基于D类功率放大器的无线电能传输装置的制作方法

本发明属于无线电能传输技术领域，涉及一种基于D类功率放大器的无线电能传输装置，具体涉及一种基于D类功率放大器的磁耦合串联谐振式无线电能传输装置。

背景技术：

无线电能传输技术又称无接触式电能传输技术，是在无电气直接接触的形式下，实现电能从电源端到负载端的有效传输。目前根据传输机理不同，无线电能传输技术主要可分为微波式，电场耦合式，电磁感应式和磁耦合谐振式。微波式的原理是利用微波束代替导线进行能量传输，但是微波在空气中传输时会产生损耗，不能穿越障碍物，且对人体有害，不适宜日常生活中使用。电场耦式无线电能传输是利用平板电容器的电场耦合作用实现电能的无线传输。但平板电容器的电容只有pF级别，极板两端会产生高电压，极板间的高强度电场对人体有害。电磁感应式无线电能传输是利用变压器的电磁感应原理进行能量传输，只有在较短的距离下(小于10cm)，才能实现较大功率和较高效率的电能传输，当距离增大后，传输效率急速下降。磁耦合谐振式无线电能传输是在磁场弱耦合的条件下基于谐振原理实现电能的无线传输。谐振式无线能量传输系统能量传输距离远，损耗小，能量只在共振系统中流动，对共振系统外的物体无影响，无方向性还具有良好穿透性。

基于磁耦合谐振原理设计无线电能传输系统，其中关键部分是高频电源的设计。而目前常用的高频电源设计方案主要有桥式逆变电路和E类功率放大器。桥式逆变电源输出功率大，电源特性好，但开关管数目多，驱动复杂且损耗较高。相比而言E类拓扑只需要一个开关管，容易设计在软开关工作条件下，结构简单且效率较高，但E 类功放在开关管关断时，开关管两端电压应力非常大，最高为直流电源电压的3.562 倍，为了保证开关管不被击穿，直流电源电压不能太大，从而导致输出功率受限。此外E类功率放大器对参数的设计要求高，参数设计非常复杂，E类功率放大器存在一个理论最佳负载电阻R_opt，只有当实际负载电阻R_L的阻值与R_opt相等时，E类功率放大器才工作在最佳状态，当两者不等尤其是当R_L>R_opt，系统的传输功率和效率都会显著降低，E类功率放大器适合恒负载条件下工作，对负载的变化敏感，工作条件要求苛刻。

技术实现要素：

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种基于D类功率放大器的无线电能传输装置，提出了一种简单有效的阻抗匹配方法，阻抗匹配电路能够有效地提升系统输出功率。

技术方案

一种基于D类功率放大器的无线电能传输装置，其特征在于包括电源模块、高频信号产生模块、驱动模块和无线电能传输模块；所述电源模块包括DC15V驱动电源和外接功率电源；所述无线电能传输模块包括碳化硅MOS管Q₁和Q₂、电容C₁、电容C₆、发射线圈电感L₁、匹配电感L_f、接收线圈电感L₂和C₂；高频信号产生模块产生振荡频率信号输出至驱动模块；驱动模块输出双路PWM信号至半桥电路分别控制高低端的驱动信号；一路输出信号连接MOS管Q₁的栅极，另一路输出信号连接MOS 管Q₂的栅极；MOS管Q₂的漏极连接MOS管Q₁的源极MOS管Q₁的漏极与外接功率电源连接；发射线圈电感L₁与匹配电感L_f的并联电路的一端连接MOS管Q₂的漏极，另一端通过电容C₁与Q₂的源极相连接并接地；接收线圈电感L₂与C₂以及负载相串联；所述DC15V驱动电源为高频信号产生模块和驱动模块的工作电源。

所述高频信号产生模块采用模拟芯片TC35C25及配置电阻和电容：R1、R2、R3、电容CT、，电位器RT、电阻RD、和电容Cs；TC35C25芯片的IN-引脚通过R1电阻接地，IN+引脚通过电阻R3接地，IN+引脚与VRE引脚之间跨接R2电阻，Discharge 引脚通过电阻RD与CT引脚并联再通过电容CT接地，RT引脚通过电位器RT接地， Soft引脚通过电容Cs接地，VIN引脚与VDD引脚与DC15V正极相连接，GND引脚与SD引脚接地；TC35C25芯片的OutputB引脚和OutputA引脚输出PWM波，输出至驱动模块的输入端，OutputB引脚输出OUTA，OutputA引脚输出OUTB；所述 R1＝R2＝R3。

所述驱动模块采用IR2110驱动模块及偏置电路：C3电容、C4电容、二极管D1、 R8电阻、R9电阻；HIN引脚为PWM波OUTA的输入端，LIN为PWM波OUTB的输入端，VDD引脚与DC15V正极相连接，SD引脚和VSS引脚接地，C3电容跨接于 VB引脚和VS引脚，C4电容跨接于VCC引脚和COM引脚，D1二极管跨接于VB 引脚和VCC引脚，HO引脚、LO引脚和VS引脚为输出端，HO引脚通过R8电阻， LO引脚通过R9电阻相对于VS引脚输出双路PWM信号；所述C3电容的正端连接 VB引脚；所述C4电容的正端连接VCC引脚；所述D1二极管的正端连接VCC引脚和DC15V正极。

C5电容与C7电容并联为DC15V的滤波电容。

C6电容为外接功率电源的滤波电容。

所述D1是二极管1N4148。

有益效果

本发明提出的一种基于D类功率放大器的无线电能传输装置，以D类功率放大器拓扑设计磁耦合谐振式无线电能传输系统，D类功率放大器拓扑中使用两个开关管，理想情况下两个开关管可工作在零电压开通的软开关条件下，传输效率高，而且负载电阻变化时不影响系统工作状态，相比于桥式逆变电源，D类功率放大器拓扑结构简单，效率高，相比于E类功率放大器，D类功率放大器拓扑解决了负载敏感性问题，开关管关断时承受的电压应力要比E类功放开关管小得多，输出功率得以提升，而且对参数的设计要求较低。

通过系统仿真来表明本发明的有益效果，在MATLAB建立仿真系统，仿真参数设计如下表：

表1 无线电能传输系统仿真参数设计

本发明主要实现了3个有益效果：

1，实现开关管的零电压开通降低损耗

开关管开通和关断过程中电压电流波形如图所示，开关管两端电压波形V_ds为 100V时，表明此时开关管处于关断状态，V_ds为0V时，表明开关管处于导通状态。当开关管两端电压V_ds由100V跳变为0V时，说明开关管由关断变成导通，处于开通过程，由附图5可以看出，当V_ds由100V跳变为0V过程中，流经开关管的电流I_ds为负，表明此时开关管由体二极管续流，忽略二极管导通压降，即开关管导通过程中实现了零电压开通，相比于普通桥式逆变电源，传输效率高。

2，阻抗匹配方法提升系统输出功率

分析阻抗匹配方法对提升系统输出功率的作用，设计两组装置，一组没有电感L_f进行阻抗匹配，一组有L_f进行阻抗匹配，分别使系统工作在相同的直流电压(100V) 和频率(100K)下，发射线圈(100uH)，接收线圈(100uH)的参数一致，耦合互感都为30uH，在三组负载电阻条件得到以下数据：

表2 R＝20Ω时两组装置传输效果数据

表3 R＝30Ω时两组装置传输效果数据

表4 R＝40Ω时两组装置传输效果数据

由以上表中数据可以看出，负载电阻相同时，采用100uH的阻抗匹配电感能够明显的提升系统输出功率。采用阻抗匹配的装置与无阻抗匹配的装置相比，传输效率波动小于0.7％，而输出功率是无阻抗匹配装置的4倍。

仿真发现，系统未采用阻抗匹配时，最大传输功率小于500W，当R＝130Ω，传输功率为438.4W，传输效率为86％，远小于同功率等级下采用阻抗匹配装置94.9％的传输效率。

以上分析表明该阻抗匹配方法能够较大的提升系统输出功率，同时对系统传输效率影响非常小，该阻抗匹配方法对所有串联谐振式无线电能传输系统都适用。

3，相比于E类功率放大器降低了对系统参数的设计要求

E类功率放大器以高效率著称，但是当负载电阻变化时，系统的参数也要随之改变，否则无法工作在高效率状态，因此E类功率放大器适合工作在恒负载恒参数条件下。而本发明也能够实现高效率的能量传输，但负载变化时不影响系统工作状态，系统鲁棒性好。

附图说明

图1是本发明的无线电能传输装置总结构图

图2是本发明的无线电能传输装置总电路图

图3(a)和图3(b)是本发明的未使用阻抗匹配的无线电能传输系统电路拓扑图

图4是本发明的阻抗匹配方法示意图

图5是本发明仿真得到的开关管两端电压电流波形

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明主要由以下几个模块构成：1，电源模块；2，高频信号产生模块；3，驱动模块；4，无线电能传输模块；其中无线电能传输模块又可分别为电磁发射模块和电磁接收模块；系统结构图参见附图1。显示了该发明的所有模块。电源模块使用电源适配器输入直流15V，给TC35C25高频信号产生芯片和IR2110驱动芯片供电，功率电源由外部大功率直流电源输入，IR2110驱动芯片控制无线电能传输模块工作，整个发明具体电路设计参见图2。

电源模块主要有驱动电源和功率电源，驱动电源由适配器接入15V直流电，滤波电容C₅＝100uF,C₇＝0.1uF。功率电源为外接大功率直流电源，滤波电容C₆＝100uF。。

高频信号产生模块以模拟芯片TC35C25为核心，该模拟芯片的可产生两路互补 PWM波形，PWM的频率和互补死区可通过外接的电阻和电容值进行调节，芯片内部振荡频率可高达1MHz，足够满足装置使用，具体电路图如附图2高频信号产生模块。 R₁＝R₂＝R₃＝2kΩ，电容C_T＝220pF，电位器R_T阻值范围0～1kΩ，电阻R_D＝0Ω，电容 Cs＝10nF，TC35C25芯片的14和11引脚输出PWM波，接到IR2110的10和12引脚。

高频信号产生模块输出的高频PWM波不具有驱动MOS管开通和关断的能力，需要通过驱动模块得到所需要的驱动信号。驱动模块由专用半桥驱动芯片IR2110构成，芯片IR2110是一款针对于半桥电路的专用驱动芯片，输入信号为双路PWM信号，分别控制高低端的驱动信号，具有驱动碳化硅开关管的能力，具体电路图如附图2驱动模块电路。IR2110驱动模块参见图2，C₃＝C₄＝4.7uF，D₁是二极管1N4148，电阻 R₈＝R₉＝2Ω，IR2110的7引脚和1引脚分别接电阻R₈和R₉后接到Q₁和Q₂的门极。

未加阻抗匹配电感的无线电能传输系统电路拓扑如附图3(a)，该模块以D类功率放大器拓扑为设计基础。其中Q₁和Q₂为碳化硅MOS管，型号为C2M0025120D， D₁和D₂为Q₁和Q₂的寄生体二极管，C_s1和C_s2为Q₁和Q₂的寄生电容。L_r为高频电感，L₁和C₁构成电磁发射系统，L₁为发射线圈电感，C₁为发射系统的补偿电容；L₂和C₂构成电磁接收系统，L₂为接收线圈电感，C₂为接收系统的补偿电容，R为负载电阻，L₁＝L₂，C₁＝C₂，当驱动信号的频率此时发射系统和接收系统同时谐振，电能能够高效的由发射系统传递到接收系统。此时接收系统回路折射到发射系统回路的等效阻抗为电阻R_e，附图3(a)等效成附图3(b)，因为L_r的存在，此时初级回路呈感性，电流滞后电压。当Q₁开关管关断时，因为电流滞后，Q₂开关管的寄生二极管D₂会导通续流，忽略二极管导通压降，Q₂开关管两端电压为0，此时给Q₂驱动信号，能够实现ZVS零电压开通，对于Q₁开关管的开通过程相似。

根据等效电路图3(b)可以将L_r合并到初级发射线圈中，即设计发射线圈电感大于接收线圈电感。当发射线圈匝数较多时，线圈寄生电阻较大，为了保证系统的传输效率，R_e不能太小，导致系统传输功率会降低。本发明提出在初级发射线圈两端并上一个高频电感L_f，可提升系统输出功率。此时可参考附图4。

附图4是附图3(b)加上L_f后的等效简化图，D类功率放大器实际上是一个直- 交逆变器，为了分析L_f的作用，这里用理想交流电源U_s代替半桥逆变电路，R_L1是发射线圈寄生电阻，R_fe是并联后的等效负载电阻，L_f1是并联后的等效电感，C_f1是并联后的谐振电容，并上L_f后，根据并联后总阻抗减小，R_fe小于R_e，系统输出功率增大，同时L_f的引入，系统的品质因数也得到改善。实际D类功率放大器电路设计参考附图 2，附图2中开关管的寄生元件未标出(寄生元件集成在开关管体内)。电磁接收模块参考附图3(a)和3(b)，主要由接收线圈L₂和电容C₂构成。

无线电能传输模块参见图2，Q₁和Q₂是碳化硅器件C2M0025120D，电容C₁＝50nF，发射线圈电感L₁＝100uH，匹配电感L_f＝100uH,7,负载电阻R_L＝50Ω。

使用15V电源给TC35C25芯片供电后，TC35C25的11脚和14脚会输出两路互补 PWM波(参见图2，OUTA和OUTB)，调节TC35C25的6脚接的滑动变阻器R_T的值可以改变输出PWM波的频率，改变TC35C25的7脚接的电阻R_D的值，可改变输出PWM死区大小。得到两路互补PWM高频信号后，此时的PWM信号不足以驱动碳化硅器件C2M0025120D。如图2所示，将两路高频PWM信号分别接入IR2110的 10脚和12脚，IR2110仍采用15V直流电源供电，经IR2110芯片驱动电路的放大后，在IR2110的7脚和1脚可输出两路独立的互补PWM驱动信号，分别驱动半桥电路的 Q₁管和Q₂管。

无线电能传输模块工作原理参见图3(a)、图3(b)和图4，D₁和D₂相同。是Q₁和Q₂的寄生二极管，C_s1和C_s2相同，是Q₁和Q₂的寄生电容，在驱动信号的作用下，Q₁和Q₂呈互补开通状态，使驱动信号的频率与接收回路固有谐振频率一致，接收回路(图3(a)中L₂， C₂和R_L构成)发生谐振，而发射回路(图4中L₁，C₁，L_f，R_e和R_L1)总体阻抗略呈感性，发射回路的电流相位会滞后驱动信号的相位，当Q₁开关管关断时，由于死区的存在，Q₂的驱动信号还未到来，因为电流滞后，Q₂开关管的寄生二极管会导通续流，忽略二极管导通压降，在Q₂开关管的驱动电压到来之前，开关管两端电压V_ds为0，能够实现Q₂开关管的ZVS零电压开通，对于Q₁开关管的零电压开通过程类似。发射线圈与接收线圈之间通过磁场耦合，通过LC谐振，此时线圈之间的磁场很强，能量可以有效地从发射线圈传递到接收线圈，可以在较远的距离实现较高的传递效率和传输功率。