本实用新型涉及闭锁电源供电技术领域，特别涉及一种闭锁电源不间断供电装置。
背景技术：
电气闭锁是将断路器、隔离开关、接地刀闸等设备的辅助接点接入相关电气设备的操作电源回路构成的闭锁，通过开合被控设备的电源达到强制闭锁的目的，对防止误分(合)断路器、防止带负荷分(合)隔离开关、防止带电合接地开关、防止误入带电间隔至关重要。闭锁回路负荷为感性，开关开合时有较大的过电流，而且闭锁线圈易发生匝间短路，故对该装置可靠性要求非常高，需能耐受大电流冲击，并具有极好的耐短路特性及EMC电磁兼容性。
直流闭锁电源是安装在变电站及开关站交流屏中的一个重要装置，为全站一次高压设备的闭锁回路提供电源，对设备及人身安全至关重要。现阶段使用的直流闭锁装置为交流220V输入，直流110V输出，当站用交流电失电情况下不能对高压开关柜进行自动操作。由于现阶段使用的闭锁电源为交流单电源输入，在站用交流电正常工作时可对高压开关柜进行正常操作，但在站用交流电失电情况下则不能操作。在此情况下只能按事故应急处理手动开锁，需要另行接入直流电源或破坏五防闭锁装置回路强行打开柜门，降低电气联锁的可靠性，威胁设备及相关人员的安全，并且会拖延事故处理时间，因此非常有必要对该装置进行技术改进。
技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种闭锁电源不间断供电装置，通过采用交直流双路输入，由交流屏的交流电源供给交流输入，直流屏的蓄电池组供给直流输入，在站用交流电正常情况下，直流输入回路处于备用状态，不消耗直流回路功耗，当交流电失电情况下自动切换直流供电，确保闭锁回路不间断供电。当交流恢复正常供电以后，装置自动切换至交流输入。以实现在正常以及事故停电下，可以正常对高压回路进行操作，为事故的处理赢得了宝贵的时间，确保设备及相关人员的安全的目的。
为了实现以上目的，本实用新型通过以下技术方案实现：
一种闭锁电源不间断供电装置，包含：设有交流输入电源和直流输入电源的双电源、滤波模块、整流模块、PFC模块、双端正激变换器、PWM调制控制器和高频变压器。所述滤波模块的第一端分别与交流输入电源和/或直流输入电源的第二端连接，用于对所述交流输入电源或者直流输入电源输入的交流电或直流电进行吸收电磁干扰的滤波处理，输出无电磁干扰的交流电或直流电。当双电源为直流输入电源时，所述滤波模块的第二端直接与所述 PFC模块的第一端连接。当双电源为交流输入电源时，所述滤波模块的第二端经所述整流模块与所述PFC模块的第一端连接，所述整流模块用于对滤波模块输出的交流电进行整流处理输出呈包络状的馒头波形的直流电压。所述 PFC模块对所述呈包络状的馒头波形的直流电压进行功率因数进行补偿、叠加处理，使得该直流电压的功率因数或者小于1；或者大于1。所述双端正激变换器用于使得经PFC校正模块校正的直流电的输出与激励同相，使得高频变压器复位。所述PWM调制控制器对所述高频变压器原边的经所述双端正激变换器变换过的直流电进行脉宽调制，输出波形为一系列脉宽大小相等的脉冲的直流电压。所述高频变压器的副边与所述直流输出端的负载连接并输出110V直流电。
优选地，所述PFC校正模块设有一MOSFET管Q3，PWM控制器，与所述PWM控制器连接的电感L2，所述PWM控制器与所述MOSFET管Q3 的栅极连接，所述电感L2经所述PWM控制器为所述MOSFET管Q3提供驱动信号；所述MOSFET管Q3的源极经电感L1与整流器的输出正端连接，其漏极与所述整流器的输出负端连接；电容C2，其并联在所述整流器的输出正负端之间。在电路启动时，所述MOSFET管Q3导通，位于所述高频变压器副边的电感L中的电流线性增加，所述电感L1中存储的能量增加，后级滤波电容C7向负载RL放电。当所述MOSFET管Q3截止时，所述电感L1 向电容C2充电，与所述呈包络状的馒头波形的直流电压叠加。
优选地，所述PFC校正模块还设有一负温度系数的热敏电阻RT1，通过短接RT1限制流过主电路的电流。
优选地，所述双端正激变换器包括功率开关管Q1的漏极、Q2的源极与所述高频变压器的原边绕组串联，Q1的源极、Q2的漏极接入所述PFC校正模块输出端的正负母线上，所述功率开关管Q1与Q2的栅极通过PWM产生器与微控制器连接；所述微控制器向所述PWM产生器输出PI调节信号，驱动功率开关管Q1和Q2的导通和/或截止状态。
优选地，所以双端正激变换器的最大导通时间为功率开关管的开关周期的百分之五十，导通占空比小于开关周期的百分之五十。
本实用新型与现有技术相比，具有以下优点：
本实用新型通过采用交直流双路输入，由交流屏的交流电源供给交流输入，直流屏的蓄电池组供给直流输入，在站用交流电正常情况下，直流输入回路处于备用状态，不消耗直流回路功耗，当交流电失电情况下自动切换直流供电，确保闭锁回路不间断供电。而且直流回路具有欠压保护功能，当低于后备电池组安全电压时切断直流供电，确保电池组不发生过放电。当交流恢复正常供电以后，装置自动切换至交流输入。闭锁电源不间断供电交直流双路供电，在正常以及事故停电下，可以正常对高压回路进行操作，为事故的处理赢得了宝贵的时间，确保设备及相关人员的安全。
附图说明
图1为本实用新型一种闭锁电源不间断供电装置的供电方式示意图；
图2为本实用新型一种闭锁电源不间断供电装置的电路结构框图；
图3为本实用新型一种闭锁电源不间断供电装置的结构框图；
图4a～4e为本实用新型一种闭锁电源不间断供电装置的双端正激变换器的工作原理示意图。
具体实施方式
以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本实用新型做进一步阐述。
如图3所示，本实用新型一种闭锁电源不间断供电装置，包含：交流输入电源，直流输入电源，滤波模块，整流模块，功率因数校正(power factor correction，PFC)模块，双端正激变换器，PWM调制控制器，高频变压器，直流输出端。
所述滤波模块的第一端分别与交流输入电源和直流输入电源的第二端连接；所述整流模块第一端与所述滤波模块的第二端连接；所述整流模块第二端与所述PFC模块的第一端连接，所述PFC模块的第二端与所述双端正激变换器的第一端连接，所述双端正激变换器的第二端与所述PWM调制控制器的第一端连接；所述PWM调制控制器的第二端与所述高频变压器的原边连接，所述高频变压器的副边与所述直流输出端的负载连接并输出110V直流电。
如图1所示，所述直流输入电源设置在蓄电池柜内通过电缆过孔与所述直流电源馈电机柜连接，所述直流电源馈电机柜设有用于监测所述直流输入电源的电量储备状态的系统监控器，并通过其设有的电压或电流状态指示灯组V1～V3、A1～A3进行状态显示，当所述直流输入电源的电量储备处于较低状态时通过设有的AC/DC转换器对所述直流输入电源进行充电。
如图1所示，在第二交流屏上设有智能控制器以及双电源输出控制器，所述直流电源馈电机柜还设有一备用直流输出开关，其用于当交流输入电源故障时，智能控制器结合双电源输出控制器控制直流输入电源，向该闭锁电源供给直流电流输入。
如图1所示，在第一交流屏上布置有闭锁电源其通过一断路器与交流输入电源连接。
在站用交流电正常情况下，直流输入回路处于备用状态，不消耗直流回路功耗。只有当交流电失电情况下自动切换直流供电，确保闭锁回路不间断供电。而且直流回路具有欠压保护功能，当低于后备电池组安全电压时，备用直流开关，切断直流供电，确保电池组不发生过放电。当交流恢复正常供电以后，智能控制器结合双电源输出控制器控制其自动切换利用交流输入电源向闭锁电源输入交流电。
在实施例中，所述滤波模块采用高频EMC信号处理器，在闭锁电源工作时，其产生的VMOS脉冲信号在经过电网系统，系统阻抗与用电设备负载时，需要合理处理电磁干扰，通过高频EMC信号处理器对电磁干扰进行吸收，将避免有功功率平衡装置对其它电器造成的电磁干扰。
所述整流模块为主要由四个开关管组成的桥臂式整流器，用于对所述滤波模块输出交流电进行整流变成直流电。
由于该闭锁电源中设有含有AC/DC变换器的电力电子装置，且交流电经整流和大电容滤波后得到直流电为较为平直的直流电压呈包络状的馒头波形，整流器、电容滤波电路是一种非线性组件和储能组件的结合，因此，虽然输入交流电压是正弦的，但输入交流电流是一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流，波形严重畸变。为了解决上述问题，所述PFC模块用于对整流以后的馒头波形的直流电进行补偿、叠加就可以补偿馒头波的缺口，只需对输入功率中的极小部分补偿电压进行功率变换，输出就可以得到全部的输入功率，就会使功率因数趋于1。
在本实施例中，所述双端正激变换器用于使得经PFC校正模块校正的直流电的输出与激励同相，就是在双端正激变换器设有的开关管导通时，则上述高频变压器次级输出电压。开关管导通时，开关管导通时，其输入馈电给负载，截止时，电感供电给负载。
所述双端正激变换器具有克服其它变换器中开关电压应力高的缺点，每个开关管只需承受输入直流电压，更容易选择合适的功率开关管；不需要采用特殊的磁复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位。串联工作制的开关管工作在同相位，不存在桥臂直通的危险，可靠性高。因此双端正激变换器具有其它变换器无法比拟的优点。双端正激变换器又可以通过并、串组合的拓补方案可以克服其占空比小的缺点，提高了变压器的利用率和变换器的等效占空比，适合应用于高输入和低输出电压的大功率场合。
所述PWM调制控制器用于通过对逆变电路开关的通断控制来实现对所述高频变压器原边的经所述双端正激变换器变换过的直流电进行脉宽调制。输出波形为一系列脉宽大小相等的脉冲的直流电压。
如图2所示，所述交流输入电源通过一RC电路与高频EMC信号处理器的输入端连接，所述高频EMC信号处理器的输出端与所述整流器的输入端连接；所述直流输入电源与对应的高频EMC信号处理器的输入端进行连接。所述直流输入电源与对应的高频EMC信号处理器之间并联一电容。与所述直流输入电源连接的高频EMC信号处理器的输出端也与所述整流器的输入端进行连接。所述交流输入电源输入交流正弦电流，经过高频EMC信号处理器进行滤波后，由上述所述整流器进行工频整流，得到呈包络状的馒头波的电压信号。
上述呈包络状的馒头波的电压信号向上文所述的PFC校正模块进行功率因数校正处理，所述整流器的输出端与所述PFC校正模块的输入端连接，所述PFC校正模块的电路设有与所述整流器的输出端并联的电容，一PWM 控制器，一MOSFET管Q3。所述PWM控制器在电路启动的同时控制 MOSFET管Q3导通，这时位于高频变压器副边的电感L中的电流线性增加，电感L1中存储的能量也增加，与此同时后级滤波电容CR也向负载RL放电。当MOSFET管Q3截止时，电感L1中的存储能量向C2充电，与整流以后的电压叠加，一个倒置的馒头波就被叠加在正向馒头波之上，因为这两种图形几何面积是互补的，所以负载RL端的输出电压U0输出就等于1，该电路最大的优点是：只把输入功率的极小部分进行功率转换，而输入端的大部分功率不进实际转换，直接达到输出端成为输出功率，其效率可视为100％。MOSFET管Q3的驱动信号采用普通PWM芯片通过辅助供电电感L2 的另一路绕组提供。
在本实施例中，所述整流器为三相不可控整流把交流电变成脉动的直流电压，再经电感L1与C1-C6的组合变成比较波形较为平滑的直流电压。由于电感L1上的电流不能突变来平滑各电容C1-C6上的脉冲波动，改善线路电流波形的畸变，电感L1上的电压超前电流的特性补偿滤波电容C1-C6电流超前电压的特性使功率因数、电磁兼容、电磁干扰得到改善。其中与电感 L1串联一负温度系数的热敏电阻RT1，其在电路启动时起到限流作用，启动完成以后SCR触发导通，短接RT1减小线路损耗。
结合图2与图4a～4e所示，所述双端正激变换器设有功率开关管Q1的漏极、Q2的源极与高频变压器的原边绕组串联，Q1的源极、Q2的漏极接入所述PFC校正模块输出端的正负母线上。所述Q1与Q2的栅极通过PWM 产生器与微控制器连接；功率开关管Q1的RC吸收回路，功率开关管Q2的 RC吸收回路，D1、D2是嵌位二极管,高频变压器原边绕组的吸收，高频变压器副边绕组连接整流二极管D3和续流二极管到D4，后级是由输出电抗器 L滤波电容C组成的LC滤波网络，所述功率开关管Q1和Q2并联，具体功率开关管Q1、Q2的工作状态如下：
在本实施例中功率开关管Q1、Q2的工作状态通过在本装置中设有的微控制器进行控制，所述微控制器向所述PWM产生器输出PI调节信号即功率开关管Q1、Q2驱动信号。
在功率开关管Q1、Q2驱动t0时刻以前，高频变压器已经复位完毕，每个开关管上的电压为输入电压的一半，负载RL电流从续流二极管D4导通。在t0结束时刻，功率开关管Q1和Q2同时获得触发脉冲而开通，流过续流二极管D4的电流开始向整流二极管D3换流，换流的速度受高频变压器漏感的限制。
在功率开关管Q1、Q2导通的t1时刻，整流二极管D3的电流上升到输出滤波电感L电流，换流结束。这个换流过程的等效电路如下图4a所示，在本状态中，输入端不向输出端提供能量，因为电感L上的电流还没有完全建立。
在t1时刻电感L电流建立高频变压器副边续流二极管D4和整流二极管 D3的换流结束，续流二极管D4截止，上述双端正激变换器开始向负载RL 传递能量，输出滤波电感L中的电流在输入、输出电压的作用下线性上升。本状态一直持续到t2时刻，开关Q1和Q2同时关断。本状态的等效电路如图 4b所示，持续时间由双端正激变换器的工作占空比决定。
在t2时刻，开关Q1和Q2同时关断，相当于功率开关管Q1与Q2截止，高频变压器原边的箝位二极管D1和D2导通，功率开关管Q1与Q2上的电压被嵌位为输入电压，高频变压器原边加上负电压，在该负电压的作用下，整流二极管D3的电流向续流二极管D4换流，换流的速度受输入电压和高频变压器漏感的限制。该状态持续到t3时刻，换流结束，等效电路如图4c所示。
在t3时刻，高频变压器副边换流结束，续流二极管D4导通，整流二极管D3截止。在高频变压器原边通过箝位二极管D1和D2复位，本状态一直持续到t4时刻高频变压器复位完毕。本状态的等效电路电路如图4d所示。
在t4时刻，高频变压器复位完毕，功率开关管Q1与Q2上的电压下降到一半的输入电压，在高频变压器副边，双端正激变换器通过续流二极管D4 维持负载RL电流。本状态一直持续到t5时刻，新的开关周期开始。本状态的等效电路如图4e所示。
由于在高频变压器复位的过程中，加在高频变压器原边的电压幅值与正向能量传递时加在高频变压器原边的电压幅值相等，方向相反，激磁电感贮存能量的回馈时间等于正向能量传递时间，所以双管正激电路的最大导通时间为开关周期的百分之五十，为可靠起见，导通占空比还应小于百分之五十，否则高频变压器不能可靠复位，将引起高频变压器的饱和。
如图2所示，所述微控制器控制采样网络对输出电压以及输出电流进行采样，通过所述微控制器内部的电压比较放大器以及补偿端对电路进行控制。当电压过高或者过低时，电压误差放大器输出产生变化，并且和电流误差放大器的输出产生比较时，通过PWM产生器时，通过调节内部的时钟频率和占空比来控制逆变桥的开关时间，以达到高精度输出电压的控制目的。
综上所述，本实用新型提出一种具有交直流双路输入、可实现闭锁回路不间断工作的新型闭锁电源不间断供电装置，采用高速MCU微控制器 C8051F410芯片为控制为核心，主回路采用可靠性极高的单端双晶体管正激及移相谐振零电压零电流软开关技术等PWM调制方案，使用MOSFET及 IGBT作为开关执行元件，并具有过压、过流、短路保护功能，符合电磁兼容性行业标准。使用这套闭锁电源不间断供电装置后，在正常以及事故停电下，均可以对高压回路进行操作，为事故的处理赢得了宝贵的时间，确保设备及相关人员的安全，具有可观的社会经济效益。
尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应由所附的权利要求来限定。