本发明属于直流微电网中母线电压波动抑制技术领域，具体涉及一种用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法。
背景技术：
随着太阳能、风能等分布式新能源发电技术的发展与需求，微电网作为分布式电源接入电网的有效途径得到了广泛关注与发展。然而，由于在直流微电网系统中分布式电源具有很强的间歇性，且用电负荷类型复杂多样，存在着很大的不确定性，这些对系统的稳定运行带来了极大的挑战。因此，如何优化系统能量结构，并以电力电子装置为媒介优化控制器结构与参数，从而提升直流微电网系统稳定工作裕度，对于改善直流微电网系统的工作效率与稳定性具有重要的理论意义与实践价值。随着电力电子技术的发展，人们期望其作为微电网中实现能量变换的主要环节能够具备“干净”、“友好”、“多角色”的特质。围绕这种期望，目前对于电力电子单元在直流微网中的应用研究主要集中在降低谐波污染与电磁干扰、提升电路电能传输效率与功率密度、分布式控制算法的优化以实现电能主动管理与协同控制、各单元的即插即用与灵活扩容技术、分布式扰动抑制以及系统的建模与稳定化方法等方面。提升微电网系统中电源层电路系统的供电抗扰能力是提高系统稳定裕度的关键。
公共直流母线是各单元能量交互的桥梁，而直流母线电压是衡量直流微电网安全与稳定运行的唯一指标。因此，维持直流母线电压稳定是直流微电网的控制的重点。微电网中用电负荷形式复杂，各种扰动电流难免通过各电能变换单元引入公共直流母线，且各负载系统以多变流器形式接入公共直流母线，从而形成较宽频带的随机能量扰动，会严重威胁到微电网系统的稳定运行。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法，解决了现有虚拟电容控制方法中虚拟电容系数选取受限问题。
本发明所采用的技术方案是，用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法，具体按照以下步骤进行：
步骤1：在三角载波底点时刻进行采样母线电压值vdc、储能侧端电压值vb、电感电流值iL以及母线电容电流值iCdc，计算虚拟电容给定值iCd；
步骤2：电压环控制：计算母线电压参考值Vdc_ref与实际母线电压值vdc的差值Δvdc，差值Δvdc经过电压比例控制器后得到输出值ib，输出值ib与虚拟电容给定值iCd相减得到差值作为给定电流io_ref；
步骤3：电流环控制：给定电流io_ref经过解耦控制得到iL_ref，iL_ref与电感电流iL的差值为ΔiL，ΔiL加高频阻尼单元输出值iL_AHD后，再经过电流比例控制器输出，该输出值经过前馈解耦后得到变换器的调制信号Dbo；
步骤4：将步骤3得到的变换器的调制信号Dbo与三角载波信号比较，得到PWM信号，PWM信号驱动变换器功率开关管，最终调节母线电压幅值。
本发明的特点还在于，
步骤1中所述计算虚拟电容给定值iCd，具体为对母线电容电流iCdc进行一阶低通滤波，滤除开关管所引入的高频脉冲电流分量，得到的电容电流乘以虚拟电容系数kd获得虚拟电容电流给定值iCd，iCd与iCdc之间的表达式为：
其中，式中τin为滤波时间常数。
步骤2中输出值ib与虚拟电容给定值iCd相减得到差值作为给定电流io_ref，再经过电流环控制后得到变换器的调制信号Dbo，该信号在下一拍采样时刻Ts(k+1)更新，并作用被控对象，因而在控制器中存在一拍采样周期Ts延时。当电流闭环传递函数用Gin(s)表示，则电压环传函数可表示为：
步骤3中调制信号Dbo通过微分获得iL_AHD，iL_AHD的表达式为：
iL_AHD(n)＝khe·(Dbo(n)-Dbo(n-1))
其中，khe为高频阻尼系数。
电压环传函数中滤波时间常数τin取值一般很小，则忽略滤波环节时，传函可简化为公式：
本发明的有益效果：采用虚拟电容控制双向直流变换器时，在电流环中增加有源高频阻尼环节，该环节扩大了电流控制增益的允许范围，减弱甚至消除电流次谐波振荡，改善了电压外环与电感电流内环间的数字化控制器耦合问题与增益互限问题，拓展了虚拟电容容值的选取范围，为更好的抑制公共直流母线电压波动提供了条件。在实际应用中，简化后的控制算法在数字控制系统中很容易实现，这也使得该方法容易于应用在工程应用领域。
附图说明
图1是现有的双向Buck-Boost变换器电路图；
图2是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法的对称规则采样PWM原理图；
图3是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法的虚拟电容控制系统结构图；
图4是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法加入有源高频阻尼单元的电流环结构图；
图5是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法加入有源高频阻尼单元虚拟电容控制实施流程图；
图6是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法有源高频阻尼系数取不同值时系统开环Bode图；
图7是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法有源高频阻尼系数取不同值时系统闭环极点分布图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法，将现有的双向直流变换器作为储能装置与直流母线的接口电路，通过控制双向直流变换器使得储能装置起到与母线电容相似的作用，起到虚拟扩容的作用，从而提高了抑制能量波动能力。在电流环中增加有源高频阻尼环节，扩大虚拟电容容值的取值范围和系统稳定裕度。
现有的双向直流变换器拓扑结构如附图1所示。电路的线路阻抗忽略不计，其中vdc为直流母线电压，vb表示储能侧端电压，Tbo和Tbu是双向直流变换器的功率开关，io是支路与公共直流母线之间的电流，iL是电感L的电流，Cdc是直流母线电容。双向直流变换器的开关管Tbo和Tbu工作在互补模式，采样周期与开关周期一致，都为Ts，采用电感电流iL代替输出电流io作为内部控制目标。
采用本发明控制方法的步骤如下：
步骤1、获得k时刻系统状态信息，计算虚拟电容电流给定值
PWM调制过程如附图2所示，在Ts(k)时刻进行采样母线电压值vdc、储能侧端电压值vb、电感电流值iL以及母线电容电流值iCdc，对iCdc进行低通滤波，滤除开关管所引入的高频脉冲电流分量，得到的电容电流乘以虚拟电容系数kd(kd即为虚拟电容容值与母线电容容值的比值)获得虚拟电容电流给定值iCd。当选一阶低通滤波器作为滤波器时，iCd与iCdc之间的关系可表示为：
式中τin为滤波时间常数。
步骤2：电压环控制框图如图3所示，计算母线电压参考值Vdc_ref与实际母线电压值vdc的差值Δvdc，该差值Δvdc经过电压比例控制器后得到输出值ib。输出值ib与虚拟电容给定值iCd相减得到差值作为给定电流io_ref，再经过电流环控制后得到变换器的调制信号Dbo，该信号在下一拍采样时刻Ts(k+1)更新，并作用被控对象，因而在控制器中存在一拍采样周期Ts延时。当电流闭环传递函数用Gin(s)表示，则电压环传函可表示为：
式中滤波时间常数τin取值一般很小，则忽略滤波环节时，传函可简化为公式(3)：
步骤3：对步骤2中的电流环进行设计，电流环控制框图如图4所示，对电感电流iL进行二阶微分运算，对二阶微分离散化得到：z2-2·z+1，则有源高频阻尼单元输出值iL_AHD为：
iL_AHD(z)＝iL(z)·kh·(z2-2·z+1)(4)
式中，kh为阻尼系数，有源高频阻尼单元在图4中为虚线部分，对被控对象电感单元进行离散化为：
解耦单元与被控对象结构相互抵消，此时调制信号Dbo与电感电流iL之间关系式为：
有源高频阻尼单元可简化为用调制信号Dbo获得，其简化后如图4中的粗线部分，得到关系式为：
则有源高频阻尼单元输出值iL_AHD为：
iL_AHD(z)＝khe·Dbo(z)·(1-z-1)(8)
电流环控制结构变为：给定电流io_ref经过解耦控制得到iL_ref，iL_ref与电感电流iL的差值为ΔiL，ΔiL加高频阻尼单元输出值iL_AHD后，再经过电流比例控制器输出，该输出值经过前馈解耦后得到变换器的调制信号Dbo。
步骤4：步骤3得到的变换器的调制信号Dbo在下一拍采样时刻Ts(k+1)更新，与三角载波信号比较，得到PWM信号。PWM信号驱动变换器功率开关管，最终调节母线电压幅值。
图5是本发明用于双向直流变换器的虚拟电容控制方法加入有源高频阻尼单元虚拟电容控制实施流程图，图6为电感值L＝1mH、母线电容容值Cdc＝1mF、开关频率为20kHz、kv＝2、kd＝2、τin＝200μs、kiL＝10时，kh分别取0.0、0.02、0.04所对应的系统开环Bode图。从图中可以看出，没有有源高平阻尼时，系统开环在2kHz附近存在谐振峰，使得系统稳定性降低，不利于虚拟电容控制，而随着高频阻尼系数kh的增加，谐振峰逐渐降低，扩大虚拟电容容值的取值范围和系统稳定裕度。在相同电路与控制参数下，不同kh值时系统闭环零极点分布如图7所示，在该图中，系统极点随着kh值的增加由单位圆外移动到单位圆内，系统由不稳定变为稳定。同样说明有源高平阻尼可以扩大虚拟电容容值的取值范围和系统稳定裕度。