本发明涉及直流-直流变换领域，特别涉及一种双向直流-直流变换电路及其控制方法。
背景技术：
随着储能产品以及电池设备相关领域的快速发展，直流变换电路的应用越来越广泛，但目前的直流变换电路的效率较低。
此外，现有的直流变换电路不能适应不同端口电压场景，造成使用限制。
技术实现要素：
本发明的目的是为了解决现有技术中的直流变换电路的效率较低的问题，提出一种双向直流变换电路及其控制方法。
为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：
一种双向直流变换电路，包括依次连接的原边滤波电容、原边全桥变换电路、变压器、副边变换电路和副边滤波电容，还包括电感和控制器，所述电感串联在所述变压器与所述原边全桥变换电路之间；所述原边全桥变换电路和所述副边变换电路均具备逆变和整流的功能；所述副边变换电路实现整流的方式包括全波整流、倍压整流和全桥整流；所述双向直流变换电路的前端和后端用于与具备双向能力的直流侧连接；所述控制器用于正向或反向控制所述原边全桥变换电路和所述副边变换电路的开通时序。
在一些优选的实施方式中，所述电感为外接串联电感或者所述变压器的等效漏感或者所述变压器的漏感与外接串联电感的等效电感。
在一些优选的实施方式中，所述直流侧为具备双向能力的电源、电路或者负载；所述直流侧的具体类型包括直流电源、电池、直流转交流的逆变器电路、或者交流整流变换为直流的变换电路；所述变压器为高频隔离变压器；所述原边全桥变换电路包括原边驱动电路和原边开关变换单元，所述原边驱动电路用于驱动所述原边开关变换单元；所述原边开关变换单元的主要元件为高频开关管，所述高频开关管具备反向并联的二极管。
在一些优选的实施方式中，所述双向直流变换电路的数量为两个以上，分别是至少一个第一子变换电路和至少一个第二子变换电路；所述第一子变换电路的前端与所述第二子变换电路的前端串联或并联，和/或所述第一子变换电路的后端与所述第二子变换电路的后端串联或并联；所述控制器的数量为一个以上，所述控制器用于正向或反向控制所述第一子变换电路和所述第二子变换电路的开通时序以及使所述第一子变换电路和所述第二子变换电路工作于同相位模式或错相位模式。
在进一步优选的实施方式中，所述错相位模式的错相相位包括1/(2N)个周期或者1/4个周期，N表示子变换电路的个数。
在另一方面，本发明还提供一种双向直流变换电路的控制方法，所述双向直流变换电路包括依次连接的原边滤波电容、原边全桥变换电路、变压器、副边变换电路和副边滤波电容，还包括电感和控制器，所述电感串联在所述变压器与所述原边全桥变换电路之间；所述原边全桥变换电路和所述副边变换电路均具备逆变和整流的功能；所述控制器用于控制所述双向直流变换电路；所述控制方法包括如下步骤：
反向控制所述双向直流变换电路的开通时序以使能量从副边传输到原边；
使所述副边变换电路工作于逆变状态，控制所述原边全桥变换电路使所述变压器的原边短路，所述电感进行储能；
控制所述原边全桥变换电路使所述变压器的原边解除短路，所述变压器的原边工作于整流状态，所述电感的电动势反向，所述电感的电压与所述变压器的线圈电压串联，从而使输出电压高于原输入电压按照所述变压器的匝数比变换后的原输出电压。
在一些优选的实施方式中，所述副边变换电路为全桥变换电路，所述控制方法还包括如下步骤：
正向控制所述双向直流变换电路的开通时序以使能量从原边传输到副边；
使所述原边全桥变换电路工作于逆变状态，控制所述副边变换电路使所述变压器的副边短路，所述电感进行储能；
控制所述副边变换电路使所述变压器的副边解除短路，所述变压器的副边工作于整流状态，所述电感的电动势反向，所述电感的电压与原边电压一起施加在变压器的副边，从而使输出电压高于原输入电压按照所述变压器的匝数比变换后的原输出电压。
在一些优选的实施方式中，所述工作于整流状态包括工作于自由整流状态或者工作于同步整流状态；所述解除短路具体为使全桥变换电路中处于开通状态的至少一个开关管关断。
在一些优选的实施方式中，所述双向直流变换电路的数量为两个以上，分别是至少一个第一子变换电路和至少一个第二子变换电路；所述控制器可使所述第一子变换电路和所述第二子变换电路工作于同相位模式或错相位模式。
本发明还提供一种电能变换装置，包括信号处理器、存储器和一个或多个程序，所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，并且被配置成由所述信号处理器执行，所述程序包括用于执行上述任一方法的指令。
与现有技术相比，本发明的有益效果有：
由于电感的存在及驱动控制相位的配合，在负载条件较重或者连续电流的情况下：原边的开关管可以获得零电压开通以及近乎零电压关断；实现整流的开关管可以零电流关断、近乎零电流开通；从而使得双向直流变换电路可以获取高效率。
此外，本发明在前述控制方法的配合下，可以形成升压模式，从而使输出电压高于原输入电压按照变压器的匝数比变换后的原输出电压。即扩大了变换电路的输出或者输入电压范围，使得该变换电路在应用中可以更加灵活。
附图说明
图1示出本发明的双向直流变换电路的电路结构；
图2示出本发明的双向直流变换电路的具体电路结构；
图3示出图2的双向直流变换电路的正向驱动时序图；
图4示出图2的双向直流变换电路的反向驱动时序图；
图5示出本发明的双向直流变换电路的控制方法的流程图；
图6示出本发明的双向直流变换电路的另一种反向驱动时序图；
图7示出本发明的双向直流变换电路在反向第一阶段的电路等效图；
图8示出本发明的双向直流变换电路在反向第三阶段的电路等效图；
图9示出本发明的双向直流变换电路的一种变型方式的电路结构；
图10示出图9的双向直流变换电路的正向驱动时序图；
图11示出图9的双向直流变换电路在正向第一阶段的电路等效图；
图12示出图9的双向直流变换电路在正向第三阶段的电路等效图；
图13示出本发明的第一子变换电路的电路结构；
图14示出本发明的第二子变换电路的电路结构；
图15示出本发明的双向直流变换电路的一种变型方式；
图16示出本发明的双向直流变换电路的另一种变型方式；
图17示出本发明的双向直流变换电路的第三种变型方式；
图18示出本发明的双向直流变换电路的第四种变型方式；
图19示出本发明图15的双向直流变换电路的具体电路结构；
图20示出本发明图19的双向直流变换电路工作于正向同相位模式的驱动时序图；
图21示出本发明图19的双向直流变换电路工作于正向错相位模式的驱动时序图；
图22示出本发明图19的双向直流变换电路工作于反向同相位模式的驱动时序图；
图23示出本发明图19的双向直流变换电路工作于反向错相位模式的驱动时序图；
图24示出本发明图19的双向直流变换电路工作于反向同相位模式的另一种驱动时序图；
图25示出本发明图19的双向直流变换电路工作于反向错相位模式的另一种驱动时序图；
图26示出本发明的双向直流变换电路的第五种变型方式；
图27示出本发明的双向直流变换电路的第六种变型方式；
图28示出本发明的双向直流变换电路的控制方法的一种变型方式的流程图。
具体实施方式
以下对本发明的实施方式作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
参考图1和图2，双向直流变换电路100’包括依次连接的原边滤波电容C1’、原边全桥变换电路110’、变压器TR’、副边变换电路120’和副边滤波电容C2’，还包括电感L’和控制器300’，电感L’串联在变压器TR’与原边全桥变换电路110’之间。电感L’可以为外接串联电感或者变压器TR’的等效漏感或者变压器TR’的漏感与外接串联电感的等效电感，本发明不以此为限。原边滤波电容C1’用于为双向直流变换电路100’的前端滤波，副边滤波电容C2’用于为双向直流变换电路100’的后端滤波，原边滤波电容C1’为高压储能滤波电容，根据实际需要也可以选用普通滤波电容。
具体的，参考图1，原边全桥变换电路110’的一侧的两端分别与变压器TR’的原边的两端连接，副边变换电路120’的一侧的两端分别与变压器TR’的副边的两端连接，原边滤波电容C1’的两端分别与原边全桥变换电路110’的另一侧的两端连接，副边滤波电容C2’与副边变换电路120’的另一侧的两端连接，电感L’的一端与变压器TR’原边的一端串联，电感L’的另一端与原边全桥变换电路110’连接。
变压器TR’为高频隔离变压器，高频隔离变压器的体积小，由于是高频，所以能够用在开关频率较高的电路中，从而减小输出电压纹波，当然，根据实际需要也可以选用普通的变压器或者隔离变压器。
为实现电能的双向变换，原边全桥变换电路110’和副边变换电路120’均具备逆变和整流的功能。副边变换电路120’实现整流的方式包括全波整流、倍压整流和全桥整流，本发明不以此为限。
双向直流变换电路100’的前端和后端用于与具备双向能力的直流侧连接，直流侧也就是变换电路的负载，直流侧包括原边直流侧V1’和副边直流侧V2’。
参考图1和图2，控制器300’用于正向或反向控制原边全桥变换电路110’和副边变换电路120’的开通时序，比如：使原边全桥变换电路110’工作于逆变状态、副边变换电路120’工作于整流状态，或者使原边全桥变换电路110’工作于整流状态、副边变换电路120’工作于逆变状态，从而实现能量的双向流动，也就是使能量从原边传输到副边或者从副边传输到原边。控制器300’的一端301’输入采样信号，另一端302’输出采样信号。
由于电感L’的存在，原边的开关管可以获得零电压开通以及近乎零电压关断；实现整流的开关管可以零电流关断、近乎零电流开通；从而使得双向直流变换电路可以获取高效率。
下面对双向直流变换电路100’作进一步的说明：
参考图2，原边全桥变换电路110’包括原边驱动电路111’和原边全桥变换单元112’，原边驱动电路111’用于驱动原边全桥变换单元112’。原边全桥变换单元112’又包括原边一桥臂1121’和原边二桥臂1122’，原边一桥臂1121’的两端和原边二桥臂1122’的两端分别连接形成全桥电路，变压器TR’原边的一端4’与电感L’串联接入原边二桥臂1122’的中间点，变压器TR’原边的另一端5’与原边一桥臂1121’的中间点连接。为具备逆变和整流的功能，原边一桥臂1121’和原边二桥臂1122’的主要元件是高频开关管，且高频开关管具备反向并联的二极管，当然，根据实际情况也可以选用其它器件，只要使得原边全桥变换单元112’具备逆变和整流的功能即可。原边一桥臂1121’包括串联在一起的高频开关管Q1’和高频开关管Q2’，原边二桥臂1122’包括串联在一起的高频开关管Q3’和高频开关管Q4’。
参考图2，副边变换电路120’包括副边驱动电路121’和副边全波电路122’，副边驱动电路121’用于驱动副边全波电路122’。为具备逆变和整流的功能，副边全波电路122’的主要元件是高频开关管，且高频开关管具备反向并联的二极管，当然，根据实际情况也可以选用其它器件。副边全波电路122’包括高频开关管Q11’和高频开关管Q12’。变压器TR’的副边的抽头2’与副边滤波电容C2’的一端共同与直流侧V2’的一端连接，高频开关管Q11’的源极、高频开关管Q12’的源极以及副边滤波电容C2’的另一端共同与直流侧V2’的另一端连接，高频开关管Q11’的漏极与变压器TR’的副边的一端3’连接，高频开关管Q12’的漏极与变压器TR’的副边的一端1’连接。
双向直流变换电路100’可正向工作，也可以反向工作。
参考图2和图3，正向工作时，原边全桥变换电路110’按照全桥逆变电路的原理进行工作：
在第一阶段，原边驱动电路111’驱动高频开关管Q1’和高频开关管Q4’开通，电感L’与变压器TR’处于分压状态，副边可工作于自然整流状态，也可通过副边驱动电路121’驱动高频开关管Q12’开通使副边实现同步整流；
在第二阶段，高频开关管Q4’关断，电感L’通过高频开关管Q1’和高频开关管Q4’的反向并联二极管续流，将能量通过变压器TR’释放到副边的直流侧；
在第三阶段，与第一阶段类似，原边驱动电路111’驱动高频开关管Q2’和高频开关管Q3’开通，电感L’与变压器TR’处于分压状态，副边可工作于自然整流状态，也可通过副边驱动电路121’驱动高频开关管Q11’开通使副边实现同步整流；
在第四阶段，与第二阶段类似，高频开关管Q3’关断，电感L’通过高频开关管Q2’和高频开关管Q3’的反向并联二极管续流，将能量通过变压器TR’释放到副边的直流侧；
如此，双向直流变换电路100’便完成一个周期的正向工作，反复进行，可持续将能量从原边传递到副边。其中，控制器300’还可以根据输出电压调节原边全桥变换电路110’的两个用于逆变的开关器件的占空比的比例；具体的，高频开关管Q1’和高频开关管Q4’是用于逆变的开关器件，控制器300’根据实际输出电压对高频开关管Q1’与高频开关管Q4’的占空比的比例进行调节，可设定其中一个开关器件的占空比，比如，高频开关管Q1’的占空比是设定的，接近50％的占空比，可以是40％至50％，调节高频开关管Q4’的占空比，从而改变高频开关管Q1’与高频开关管Q4’的占空比的比例以适应输出电压；对于高频开关管Q2’和高频开关管Q3’也是同样的原理。
参考图2和图4，反向工作时：
在第一阶段，副边驱动电路121’驱动高频开关管Q12’开通，副边变换电路120’对电能进行逆变，原边可工作于自然整流状态，也可通过原边驱动电路111’驱动高频开关管Q4’和高频开关管Q1’开通使原边实现同步整流，此时双向直流变换电路100’处于按照变压器TR’的匝数比简单变压的状态，即电感L’对变压器TR’的线圈电压是在分压或者降压状态；
在第二阶段，副边的驱动关断，电感L’的电动势反向续流释放能量；
在第三阶段，与第一阶段类似，副边驱动电路121’驱动高频开关管Q11’开通，副边变换电路120’对电能进行逆变，原边可工作于自然整流状态，也可通过原边驱动电路111’驱动高频开关管Q3’和高频开关管Q2’开通使原边实现同步整流；
在第四阶段，与第二阶段类似，副边的驱动关断，电感L’的电动势反向续流释放能量；
如此，双向直流变换电路100’便完成一个周期的反向工作，反复进行，可持续将能量从副边传递到原边。
参考图2和图5，上述双向直流变换电路100’可以采用如下控制方法：
S110、控制器300’反向控制双向直流变换电路100’的开通时序以使能量从副边传输到原边。
S120、控制器300’使副边变换电路120’工作于逆变状态，并控制原边全桥变换电路110’使变压器TR’的原边短路，电感L’进行储能。
S130、控制原边全桥变换电路110’使变压器TR’的原边解除短路，变压器TR’的原边工作于整流状态，电感L’的电动势反向，电感L’的电压与变压器TR’的线圈电压串联，从而使输出电压高于原输入电压按照变压器TR’的匝数比变换后的原输出电压。
参考图2和图6，以下对上述控制方法作具体说明：
反向第一阶段，该阶段的电路等效图参考图7，高频开关管Q12’开通，副边变换电路120’对直流侧V2’的电能进行逆变，高频开关管Q4’和高频开关管Q2’开通，变压器TR’的原边短路，电感L’进行储能；
反向第二阶段，高频开关管Q2’关断，高频开关管Q4’保持开通，变压器TR’的原边解除短路，高频开关管Q12’保持开通，变压器TR’的原边工作于自由整流状态，电感L’的电压与变压器TR’的线圈电压串联，从而实现升压，将能量从副边传输到原边；
反向第三阶段，该阶段的电路等效图参考图8，与反向第一阶段类似，高频开关管Q11’开通，副边变换电路120’对直流侧V2’的电能进行逆变，高频开关管Q3’和高频开关管Q1’开通，变压器TR’的原边短路，电感L’进行储能；
反向第四阶段，与反向第二阶段类似，高频开关管Q1’关断，高频开关管Q3’保持开通，变压器TR’的原边解除短路，高频开关管Q11’保持开通，变压器TR’的原边工作于自由整流状态，电感L’的电压与变压器TR’的线圈电压串联，从而实现升压，将能量从副边传输到原边；
从反向第一阶段至反向第四阶段为一个周期，如此反复，双向直流变换电路100’实现反向电能变换。
对于解除变压器TR’的原边的短路，使全桥变换电路中处于开通状态的至少一个开关管关断即可，比如还可以这样实现：使高频开关管Q4’关断、高频开关管Q2’开通，或者高频开关管Q2’和高频开关管Q4’都关断。
变压器TR’的原边工作于整流状态还包括工作于同步整流状态，可以通过使原边可整流的高频开关管开通来实现同步整流。
参考图9和图28，副边变换电路120’为全桥变换电路，上述控制方法还包括如下步骤：
S210、控制器300’正向控制双向直流变换电路100’的开通时序以使能量从原边传输到副边。
S220、控制器300’使原边全桥变换电路110’工作于逆变状态，并控制副边变换电路120’使变压器TR’的副边短路，电感L’进行储能。
S230、控制副边变换电路120’使变压器TR’的副边解除短路，变压器TR’的副边工作于整流状态，电感L’的电动势反向，电感L’的电压与原边电压一起施加在变压器TR’的副边，从而使输出电压高于原输入电压按照变压器TR’的匝数比变换后的原输出电压。
参考图9和图10以下对上述控制方法作具体说明：
正向第一阶段，该阶段的电路等效图参考图11，高频开关管Q1’和高频开关管Q4’开通，原边全桥变换电路110’对直流侧V1’的电能进行逆变，在高频开关管Q12’开通时，高频开关管Q14’也开通，变压器TR’的副边短路，电感L’进行储能；
正向第二阶段，高频开关管Q14’关断，高频开关管Q12’保持开通，变压器TR’的副边解除短路，变压器TR’的副边工作于自由整流状态，电感L’的电压与变压器TR’的线圈电压串联，从而实现升压，将能量从原边传输到副边；
正向第三阶段，该阶段的电路等效图参考图12，与正向第一阶段类似，高频开关管Q2’和高频开关管Q3’开通，原边全桥变换电路110’对直流侧V1’的电能进行逆变，在高频开关管Q11’开通时，高频开关管Q13’也开通，变压器TR’的副边短路，电感L’进行储能；
正向第四阶段，与正向第三阶段类似，高频开关管Q13’关断，高频开关管Q11’保持开通，变压器TR’的副边解除短路，变压器TR’的副边工作于自由整流状态，电感L’的电压与变压器TR’的线圈电压串联，从而实现升压，将能量从原边传输到副边；
从正向第一阶段至正向第四阶段为一个周期，如此反复，双向直流变换电路100’实现正向电能变换。
对于解除变压器TR’的副边的短路，使全桥变换电路中处于开通状态的至少一个开关管关断即可，比如还可以这样实现：使高频开关管Q12’关断、高频开关管Q14’开通，或者高频开关管Q12’和高频开关管Q14’都关断。
变压器TR’的副边工作于整流状态还包括工作于同步整流状态，可以通过使副边可整流的高频开关管开通来实现同步整流。
高频开关管Q13’和高频开关管Q14’可设置为留有一定死区的完全互补信号。
本发明在前述控制方法的配合下，可以形成升压模式，从而使输出电压高于原输入电压按照变压器的匝数比变换后的原输出电压。即扩大了变换电路的输出或者输入电压范围，使得该变换电路在应用中可以更加灵活。
基于以上的说明，双向直流变换电路100’可以单独使用，也可以两个以上组合在一起使用：
参考图13和图14，双向直流变换电路的数量为两个以上，也即包括两个以上的子变换电路，这些子变换电路的电路结构相同，分别是至少一个第一子变换电路100和至少一个第二子变换电路200，在此说明，“第一子变换电路”和“第二子变换电路”的命名仅为了便于描述，它们的电路结构是相同的；第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或并联，和/或第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或并联。
参考图13至图15，第一子变换电路100的前端11和后端12、第二子变换电路200的前端21和后端22用于与具备双向能力的直流侧连接，直流侧也就是变换电路的负载，直流侧包括原边直流侧V1A和副边直流侧V2A。
参考图13和图14，第一子变换电路100和第二子变换电路200均包括依次连接的原边滤波电容、原边全桥变换电路、变压器、副边变换电路和副边滤波电容，还包括电感和控制器，电感串联在变压器与原边全桥变换电路之间。电感可以为外接串联电感或者变压器的等效漏感或者变压器的漏感与外接串联电感的等效电感。原边滤波电容用于为子变换电路的前端滤波，副边滤波电容用于为子变换电路的后端滤波，原边滤波电容为高压储能滤波电容，根据实际需要也可以选用普通滤波电容；原边全桥变换电路包括第一原边全桥变换电路110和第二原边全桥变换电路210；副边变换电路包括第一副边变换电路120和第二副边变换电路220；原边滤波电容包括第一原边滤波电容C1a和第二原边滤波电容C1b；副边滤波电容包括第一副边滤波电容C2a和第一副边滤波电容C2b；变压器包括第一变压器TRA和第二变压器TRB；电感包括电感La和电感Lb。
控制器300的数量为一个以上，控制器300用于正向或反向控制第一子变换电路100和第二子变换电路200的开通时序以及使第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于同相位模式或错相位模式。错相位模式的错相相位包括1/(2N)个周期或者1/4个周期，N表示子变换电路的个数，当然，根据实际需要还可以设置其它相位，本发明不以此为限。
本发明的双向直流变换电路包括如下形式：参考图15，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联，且第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联；参考图16，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联，且第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22并联；参考图17，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21并联，且第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联；参考图18，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21并联，且第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22并联。
根据上述可知，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或并联，第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或并联，多个子变换电路连接在一起加宽了变换电路对输入电压的适应范围，从而可以适应不同端口电压，也加宽了输出电压的范围。原边全桥变换电路和副边变换电路均具备逆变和整流的功能，直流侧具备双向能力，通过控制器300正向或反向控制第一子变换电路100和第二子变换电路200的开通时序，可以实现电能的双向变换，也就是电能既可以从变压器的原边传递至副边，也可以从变压器的副边传递至原边，满足不同场合的需求。
此外，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或并联，第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或并联，通过控制器300使第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于错相位模式，可以使输出端的滤波电容上的纹波电压倍频化，从而使高频电流纹波更小。
下面对本发明作进一步的说明：
参考图13、图14和图19，第一子变换电路100、第二子变换电路200和控制器300的数量均为一个。第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联后与原边直流侧V1A的两端连接，第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联后与副边直流侧V2A的两端连接。
为实现直流-直流变换功能，第一原边全桥变换电路110具备逆变和整流的功能，第一副边变换电路120也具备逆变和整流的功能，相应的，第二原边全桥变换电路210具备逆变和整流的功能，第二副边变换电路220则也具备逆变和整流的功能。
下面介绍上述双向直流变换电路的工作原理，第一子变换电路100和第二子变换电路200的工作原理与双向直流变换电路100’的是一样的，在此简述：
通过控制器300正向或反向控制第一子变换电路100和第二子变换电路200的开通时序，可以实现电能的双向变换。同时，还可以通过控制器300使第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于同相位模式或者错相位模式。
参考图19，控制器300分别与第一原边驱动电路111、第二原边驱动电路211、第一副边驱动电路121、第二副边驱动电路221连接，控制器300用于正向或反向控制第一子变换电路100和第二子变换电路200的开通时序，具体是控制器300控制各个驱动电路驱动不同的高频开关管开通和关断，可以方便地实现电能的双向变换。控制器300的一端301输入采样信号，另一端302输出采样信号。
参考图19和图20，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于正向同相位模式：原边直流侧V1A上端为正、下端为负。
在第一阶段，第一原边驱动电路111驱动高频开关管Q1A和高频开关管Q4A开通，第一副边驱动电路121驱动高频开关管Q12A开通；第二原边驱动电路211驱动高频开关管Q1B和高频开关管Q4B开通，第二副边驱动电路221驱动高频开关管Q12B开通；
在第二阶段，高频开关管Q4A和高频开关管Q4B关断；
在第三阶段，第一原边驱动电路111驱动高频开关管Q2A和高频开关管Q3A开通，第一副边驱动电路121驱动高频开关管Q11A开通；第二原边驱动电路211驱动高频开关管Q2B和高频开关管Q3B开通，第二副边驱动电路221驱动高频开关管Q11B开通；
在第四阶段，高频开关管Q3A和高频开关管Q3B关断。
参考图19和图21，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于正向错相位模式：在正向同相位模式的基础上，使高频开关管Q1A、Q2A、Q4A、Q3A、Q12A和Q11A分别与高频开关管Q1B、Q2B、Q4B、Q3B、Q12B和Q11B错开一定的相位开通，比如错开1/4个周期(T/4)。
参考图19和图22，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于反向同相位模式：
在第一阶段，第一副边驱动电路121驱动高频开关管Q12A开通，第一原边驱动电路111驱动高频开关管Q4A和高频开关管Q1A开通；第二副边驱动电路221驱动高频开关管Q12B开通，第二原边驱动电路211驱动高频开关管Q4B和高频开关管Q1B开通；
在第二阶段，高频开关管Q12A和高频开关管Q12B关断；
在第三阶段，第一副边驱动电路121驱动高频开关管Q11A开通，第一原边驱动电路111驱动高频开关管Q3A和高频开关管Q2A开通；第二副边驱动电路221驱动高频开关管Q11B开通，第二原边驱动电路211驱动高频开关管Q3B和高频开关管Q2B开通；
在第四阶段，高频开关管Q11A和高频开关管Q11B关断。
参考图19和图23，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于反向错相位模式：在反向同相位模式的基础上，使高频开关管Q4A、Q3A、Q1A、Q2A、Q12A和Q11A分别与高频开关管Q4B、Q3B、Q1B、Q2B、Q12B和Q11B错开一定的相位开通。
当然，第一子变换电路100和第二子变换电路200还可以基于本发明图5所示的控制方法进行正向、反向以及同相位、错相位工作，其原理与双向直流变换电路100’是一样的，在此简述：
参考图19和图24，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于反向同相位模式：
反向第一阶段，高频开关管Q12A和高频开关管Q12B开通，高频开关管Q4A和高频开关管Q2A开通、高频开关管Q4B和高频开关管Q2B开通；
反向第二阶段，高频开关管Q2A和高频开关管Q2B关断，高频开关管Q4A和高频开关管Q4B保持开通；高频开关管Q12A和高频开关管Q12B保持开通；
反向第三阶段，高频开关管Q11A和高频开关管Q11B开通，高频开关管Q3A和高频开关管Q1A开通、高频开关管Q3B和高频开关管Q1B开通；
反向第四阶段，高频开关管Q1A和高频开关管Q1B关断，高频开关管Q3A和高频开关管Q3B保持开通；高频开关管Q11A和高频开关管Q11B保持开通。
参考图19和图25，第一子变换电路100和第二子变换电路200工作于反向错相位模式：在反向同相位模式的基础上，使高频开关管Q4A、Q3A、Q1A、Q2A、Q12A和Q11A分别与高频开关管Q4B、Q3B、Q1B、Q2B、Q12B和Q11B错开一定的相位开通，比如错开1/4个周期(T/4)。
参考图9和图19，当第一副边变换电路120和第二副边变换电路220均为全桥变换电路时，第一子变换电路100和第二子变换电路200也可以工作于正向同相位模式和正向错相位模式，其原理与双向直流变换电路100’的是一样的。
这样的好处在于，在实现升压的基础，进一步加宽了对输入电压的适应范围，也进一步加宽了输出电压的范围，从而可以适应更多的不同端口电压。
根据上述可知，由于电感L’的存在及驱动控制相位的配合，在负载条件较重或者连续电流的情况下：原边的开关管可以获得零电压开通以及近乎零电压关断；实现整流的开关管可以零电流关断、近乎零电流开通；从而使得双向直流变换电路可以获取高效率。
以上对本发明进行了说明，但本发明还可以有一些变型方式：
参考图26，本发明的双向直流变换电路包括三个子变换电路，分别是子变换电路100A、子变换电路100B和子变换电路100C。三个子变换电路的前端串联，后端也是串联。当然，根据前面的描述可知，三个子变换电路还可以前端串联，后端并联；或者前端并联，后端串联；或者前端并联，后端也并联；本发明不以此为限。这样进一步加宽了输入和输出的电压范围。当然，根据实际情况，还可以设置四个、五个、六个、七个或者八个以上的子变换电路。
参考图27，副边变换电路120’实现整流的方式还可以是倍压整流。
还可以设置用于隔直的电容与电感L’串联以防止变压器TR’饱和，用于隔直的电容可以是薄膜电容。
基于以上的说明对本发明作进一步的说明：
原边直流侧V1A和副边直流侧V2A均为负载，是既可以提供电能也可以吸收电能的装置或电路，具体类型包括但不限于直流电源、电池、直流转交流的逆变器电路、交流整流变换为直流的变换电路、或者其它直流变换电路，其中逆变器电路包括单相交流逆变器电路和三相交流逆变器电路；直流侧的数量为至少两个，分别设置在原边和副边。
第一子变换电路100的前端11和后端12、第二子变换电路200的前端21和后端22用于与直流侧连接。基于上文对第一子变换电路100和第二子变换电路200的连接的说明，本领域的技术人员应当可以认识到：第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或者并联后与直流侧连接；或者第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或者并联后与直流侧连接；或者第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或者并联后与一个直流侧连接且第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或者并联后与另一个直流侧连接；或者第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21串联或者并联后与直流侧连接，第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22分别与不同的直流侧连接；或者第一子变换电路100的后端12与第二子变换电路200的后端22串联或者并联后与直流侧连接，第一子变换电路100的前端11与第二子变换电路200的前端21分别与不同的直流侧连接。这样的好处在于可以适应更多端口电压场景，还可以使输出电压范围更宽。
本发明还提供一种电能变换装置，包括信号处理器、存储器和一个或多个程序，所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，并且被配置成由所述信号处理器执行，所述程序包括用于执行上述方法的指令。
以上内容是结合具体/优选的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本发明的保护范围。