本发明涉及到一种驱动电路，特别涉及到开关电源中有源钳位正激式电路的驱动电路。
背景技术：
众所周知，有源钳位正激式电路根据钳位网络的不同，有两种电路结构，一种是高边钳位的有源钳位正激式电路，其钳位网络使用和主开关管一样的n沟道场效应管，另一种是低边钳位的有源钳位正激式电路，其钳位网络使用p沟道场效应管。由于p沟道场效应管成本高，且其漏源级电压应力通常不超过200vdc，因而其使用范围非常受限，通常我们都使用高边钳位的有源钳位正激式电路，由于高边钳位方式中，n沟道场效应管的源极与输入端的参考地不直接相连，因此钳位网络中的n沟道场效应管需要隔离驱动，通常我们称钳位网络中的n沟道场效应管为钳位管。
传统的高边钳位的有源钳位正激式电路的钳位管驱动有两种方式，一种称作栅极驱动自举电路，另外一种称作磁隔离驱动电路。
传统的栅极驱动自举电路的电路图如附图1所示，其工作原理是：脉宽调变控制器控制n沟道场效应管q1的导通和关断，当q1导通的时候，q1的漏极被拉低到地，此时启动电路电压vcc通过二极管d3对电容c3进行充电，电容c3电压充至与vcc电压相等。当q1驱动脉冲为低电平的时候，q1关断，q1的漏极电压升高至
二极管d3的作用，是限制电容c3反馈电流给vcc，从而确保电容c3存储的能量全部用于q2的驱动。二极管d3存在开通与关断的过程，因此通常选用肖特基二极管或者恢复特性好的超快恢复二极管，防止因反向恢复造成电容c3电荷不足，从而造成对n沟道场效应管q2的驱动不足，影响q2的导通。
传统的栅极驱动自举电路，二极管d3因为存在反向恢复的过程，因此存在以下几点问题：
1.器件选型限制。肖特基二极管的反向恢复时间是10ns以内，其应力在200v以内；超快恢复二极管的反向恢复时间在100ns以内，其应力一般可以达到1000v。对于低压输入的dc-dc产品，二极管d3可选肖特基二极管，对于高压输入或者ac-dc输入的产品，二极管d3一般选取超快管；
2.反向恢复损耗。ac-dc输入的产品，二极管d3选用超快管，在场效应管q1关断之后，场效应管q1的漏极电压迅速上升至
3.影响自举电容电压。超快管的反向恢复时间是100ns以内，二极管d3反向恢复过程中，反向恢复电流抽取自举电容c3上的电荷，易造成自举电容c3的电压下降，严重将影响钳位管q2的驱动。
传统的磁隔离驱动电路的电路图如附图2所示，其中电容c1为输入端隔直电容，电容电压的参考极性如图2所示，t1为隔离变压器，q0为被驱动的高边n沟道场效应管，c2为q0的等效输入电容。v1是脉冲宽度调制驱动器的输出信号波形，vp是变压器输入端的波形，vs是该磁隔离驱动器的输出波形，其波形如图3所示。假设稳态时该驱动器输出信号的周期为t，占空比为d，幅值为vpk，同时假设变压器t1的输入输出匝比为1，那么稳态时输入端隔直电容c1上的电压为dvpk。
在v1为高电平时，vs也为高电平，其幅值为(v1-vc1)，即(1-d)vpk。
在v1为低电平时，vs为负电平，其幅值为(-vc1)，即dvpk。
传统的磁隔离驱动电路缺陷为：
1.当输入电压升高从而造成驱动器的占空比d较小时，vs的高电平幅值(1-d)vpk较大，可能超过q0的vgs能够承受的最大电压，从而造成q0的损坏；
2.当前产品发展的目标是集成化和小型化，尤其是越来越多的变压器采用平面变压器的设计，平面变压器的工艺限制了绕组的线径、匝数和绕组的数量，磁隔离驱动需要多加一个绕组，对产品的集成化和小型化设计很不利。
技术实现要素：
本发明公开一种正激有源钳位驱动电路，尤其涉及到有源钳位正激式电路的钳位管驱动电路，此电路简单、可靠、稳定，无需自举二极管，避免了反向恢复损耗，无需增加变压器绕组，可集成，节约成本。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
一种正激有源钳位驱动电路，包括有源钳位正激电路、钳位管驱动电路；有源钳位正激电路包括一变压器、第一n沟道场效应管、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第一电感，变压器包括原边绕组、副边绕组；副边绕组的同名端与第一二极管的阳极连接；副边绕组的异名端与第二二极管的阳极、第二电容的一端连接，并形成负输出；第一二极管的阴极与第二二极管的的阴极、第一电感的一端连接；第一电感的另一端与第二电容的另一端连接，并形成正输出；输入直流电源的正端与第一电容的一端、原边绕组的同名端连接；原边绕组的异名端与第一n沟道场效应管的漏极连接；第一n沟道场效应管的源极与第一电容的另一端、输入直流电源的负端连接；第一n沟道场效应管的栅极接外部的驱动控制信号；
还包括一个钳位网络，所述钳位网络的阳极连接原边绕组的异名端，所述钳位网络的阴极连接原边绕组的同名端；
所述的钳位管驱动电路包括一驱动器，驱动器包括但不仅限于以下端口：输入端口、输出端口、供电端口、浮地端口；所述的输入端口连接外部的钳位控制信号；所述的输出端口为钳位网络提供驱动信号；所述钳位网络通过供电端口为驱动电路提供供电电压；所述的钳位网络通过浮地端口为驱动电路提供参考地。
优选的，所述的钳位网络包括第三电容、第四电容和第二n沟道场效应管，所述的第三电容、第四电容和第二n沟道场效应管的连接关系为以下两种方式之一：
方式一：第三电容的一端为钳位网络的阳极连接驱动器的供电端口；第三电容的另一端与第二n沟道场效应管的源极链接，并且连接到驱动器的浮地端口；第二n沟道场效应管的漏极与第四电容的一端连接；第四电容的另一端为钳位网络的阴极；驱动器的输出端口与第二n沟道场效应管的栅极连接；
方式二：第四电容的一端为钳位网络的阳极；第四电容的另一端与第三电容的一端连接，并且连接到驱动器的供电端口；第三电容的另一端与第二n沟道场效应管的源极连接，并且连接驱动器的浮地端口；第二n沟道场效应管的漏极为钳位网络的阴极；驱动器的输出端口与第二n沟道场效应管的栅极连接。
优选的，所述的第四电容两端并联了一个稳压管，所述的稳压管的阴极接所述的第四电容的一端，所述的稳压管的阳极接所述的第四电容的另一端。
优选的，所述的第三电容的两端并联了第三二极管，所述的第三二极管的阴极接所述的第三电容的一端，所述的三极管的阳极接所述的第三电容的另一端。
优选的，还包括一个整流滤波网络，所述的整流滤波网络包括第四二极管和第五电容，所述第四二极管的阳极连接第三二极管的阴极；第四二极管的阴极连接第五电容的一端和驱动器的供电端口；第五电容的另一端连接到驱动器的浮地端口。
优选的，所述的第三电容或第四电容由一个或多个电容串联或并联组成。
优选的，所述的钳位控制信号与所述的驱动控制信号为互补的信号。
本发明的工作原理将结合实例详细讲解，本发明带来的有益效果为：
1.无需再增加变压器绕组，且产品可集成化设计；
2.器件数量减少，降低成本；
3.不需要自举二极管，降低了产品的损耗，提高产品的效率。
附图说明
图1是现有技术栅极驱动自举电路的电路图；
图2是现有技术磁隔离驱动电路的电路图；
图3是图2的关键点的电压波形图；
图4是本发明的实施例一原理图之一，钳位网络采用方式一；
图5是本发明的实施例一原理图之一，钳位网络采用方式二；
图6是本发明的实施例一波形；
图7是本发明的实施例二的原理图之一，钳位网络采用方式一；
图8是本发明的实施例二的原理图之一，钳位网络采用方式二；
图9是本发明的实施例三的原理图之一，钳位网络采用方式一；
图10是本发明的实施例三的原理图之一，钳位网络采用方式二；
图11是本发明的实施例四的原理图之一，钳位网络采用方式一；
图12是本发明的实施例四的原理图之一，钳位网络采用方式二；
具体实施方式
以下结合附图及实施例对本发明进一步说明。
实施例一
图4和图5为本发明实施例一的正激有源钳位驱动电路原理图，包括有源钳位正激电路、钳位管驱动电路和钳位网络，以钳位网络采用方式一为例对实施例进一步说明。
有源钳位正激电路包括一变压器t1，第一n沟道场效应管q1、第一电容c1、第二电容c2、第一二级管d1、第二二极管d2、第一电感l1；变压器t1包括原边绕组np和副边绕组ns，钳位网络至少包括阴极和阳极。副边绕组ns同名端与第一二极管d1阳极连接；第一二极管d1阴极与第二二极管d2的阴极、第一电感l1的一端连接；第一电感l1的另一端与电容c2的一端连接，并形成输出vo；副边绕组的异名端与第二二极管d2的阳极、第二电容c2的另一端连接，并形成输出0v；输入直流电源的输入正vin+与第一电容c1的一端、原边绕组np的同名端，钳位网络的阴极连接；输入直流电源的vin-与第一电容c1的另一端，第一n沟道场效应管q1的源极连接；原边绕组np的异名端与钳位网络的阳极、第一n沟道场效应管q1的漏极连接；第一n沟道场效应管q1的栅极与驱动控制信号连接；
钳位网络至少包括第三电容c3、第四电容c4、第二n沟道场效应管q2。第三电容c3的一端为钳位网络的阳极；第三电容c3的另一端与第二n沟道场效应管q2的源极连接；第二n沟道场效应管q2的漏极与第四电容c4的一端连接；第四电容c4的另一端为钳位网络的阴极；
钳位管的驱动电路包括一驱动器u1、驱动器u1包括但不仅限于输入端口in，输出端口out，供电端口vb、浮地端口vs。第二n沟道场效应管q2的栅极与驱动器u1的输出端口out连接；驱动器的供电端口vb与第三电容c3的一端、钳位网络的阳极连接；驱动器的浮地端口vs与第三电容c3的另一端、第二n沟道场效应管q2的源极连接；驱动器的输入端in与钳位控制信号的输出端连接；
本发明中驱动器u1的供电电压由钳位网络中第三电容c3的电压提供，第二n沟道场效应管q2的栅极驱动电压由驱动器提供浮地的驱动电平。
驱动控制信号包括pwm脉冲宽度调制信号，pfm脉冲频率调制等各种方波；
钳位控制信号包括pwm脉冲宽度调制信号，pfm脉冲频率调制等各种方波；有源钳位正激变换器中优选的钳位控制信号与驱动控制信号为互补的信号；
结合图6的工作波形，阐述图4的工作原理
t0～t1阶段：q1管导通，q2管关断，输入电压vin对变压器励磁电感进行励磁，变压器励磁电流逐渐上升，同时也向副边传输能量，该阶段第一电感l1也处于励磁阶段，电感电流上升；该阶段q1的漏源极电压为零，q2的漏源极电压为
t1～t2阶段：q1管关断，q2管导通，电容c3、电容c4的电压之和对励磁电感进行去磁。定义励磁电流向下的方向为正方向，当变压器励磁电感电流为正向时，励磁电流对电容c3、电容c4充电，电容c3、电容c4的电压逐渐上升，产生纹波电压。通常称钳位网络中的电容为钳位电容，且钳位电容的取值一般较大，而有源钳位正激中的励磁电流通常较小，因此电容c3、电容c4上的纹波较小；
t2～t3阶段：q1管关断，q2管导通，变压器励磁电流为负向时，励磁电流对电容c3、电容c4反向充电，电容上电压逐渐下降。由于电容上的纹波电压小，可近似认为电容电压为稳定电压，由伏秒平衡可推断电容c3、电容c4的电压和
第三电容c3的电压基本稳定，且第三电容c3的另一端与第二n沟道场效应管q2的源极连接，因此可将第三电容c3两端分别与驱动器u1的供电端口和浮地端口连接，驱动器u1的输出为第二n沟道场效应管q2提供栅极驱动电平，其驱动电平的电压与第三电容c3的电压基本相等。
更改钳位网络中钳位电容和第二n型场效应管q2的串联顺序，可得到图5所示钳位网络采用方式二的原理框图，按照方式二的钳位网络，浮地端口与第二n沟道场效应管q2源极、第三电容c3的另一端连接；供电端口与第三电容的c3一端、第四电容c4的另一端连接；其原理与钳位网络采用方式一时基本一致。
实施例二
图7和图8为实施例一的一种改进方式，以钳位网络采用方式一为例，对实施例二进一步说明。实施例一中，当第二n沟道场效应管q2的驱动电流较大时，第三电容c3电压容易逐步降低，第四电容c4电压容易逐步抬升。如图7所示，实施例二中第四电容c4两端并联了第一稳压管z1。稳压管z1的阳极与第四电容c4的一端、钳位网络的阴极连接；稳压管z1的阴极与第四电容c4的另一端，第二n沟道场效应管q2的漏极连接；实施例二中通过稳压管z1的电压钳位作用，可避免第三电容c3电压的下降、第四电容c4电压的抬升，从而可避免第二n沟道场效应管q2栅极驱动电平的波动。
若钳位网络采用方式二，则实施例一的一种改进方式如图8所示，稳压管z1的阳极与第三电容c3的一端、第四电容c4的另一端连接，稳压管z1的阴极与第四电容c4的一端、钳位网络的阳极连接。钳位网络采用方式二的原理与钳位网络采用方式一时基本一致。
实施例三
图9和图10为实施例一的第二种改进方式，以钳位网络采用方式一为例，对实施例三进一步说明。实施例一中，当励磁电流较大或者第四电容c4远大于第三电容c3时，第三电容c3的纹波电压较大，甚至第三电容c3的电压可能至零。实施例三中在第三电容c3两端并联第三二极管d3，并增添由第四二极管d4、第五电容c5组成的整流滤波网络。通过整流滤波网络，第五电容c5两端可得到稳定的电压，使驱动器u1的供电电压保持稳定，继而使得第二n沟道场效应管q2的栅极驱动电平稳定。
方式一的钳位网络中，第三二极管d3的阳极与第三电容c3的另一端、第五电容c5的一端、第二n沟道场效应管q2的源极、驱动器u1的浮地端口连接；第三二极管d3的阴极与第三电容c3的一端、钳位网络的阳极、第四二极管d4的阳极连接；第四二极管d4的阴极与第五电容c5的另一端、驱动器的供电端口连接；
若钳位网络采用方式二，则实施例一的第二种改进方式如图10所示，方式二的钳位网络中，第三二极管d3的阳极与第三电容c3的另一端、第五电容c5的一端、第二n沟道场效应管q2的源极、驱动器u1的浮地端口连接；第三二极管d3的阴极与第三电容c3的一端、第四电容c4的另一端、第四二极管d4的阳极连接；第四二极管d4的阴极与第五电容c5的另一端、驱动器u1的供电端口连接。钳位网络采用方式二的原理与钳位网络采用方式一时基本一致。
实施例四
图11、图12为实施例一的第三种改进方式，钳位网络分别采用方式一和方式二。本改进方式为将第二实施例与第三实施例结合的另一种改进方式。
以上公开的仅为本发明的优选实施例，但是本发明并非局限于此，如在钳位电路上面增加第五电容等方法，任何本领域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前提下对本发明进行的若干修饰均应该落在本发明权利要求的保护范围之类。