本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种开关电源电路。
背景技术：
boost升压电路与单端、双端型dc-dc转换器(反激式、正激式、buck-boost、推挽式、zeta或sepic)组合的开关电源电路，可以实现升压再转换输出，以及交流功率因数校正的功能。
电器设备连接于交流电网的ac-dc电源，需满足iec61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，iec61000-3-2提出了classa，classb，classc，classd的电流谐波的限制标准。
当前的开关式稳压电源技术，主要依靠以下方案来应对：classa：80w以下电源，无需措施就能满足；80～120w电源，使用被动元件(电感，电阻)的被动式pfc(功率因数校正)电路；80w～以上电源都可以使用主动式pfc电路(传统boost电路)。classb：100w以下电源，无需措施就能满足；100～150w电源，使用被动元件(电感，电阻)的被动式pfc电路；100w～以上电源使用主动式pfc电路(传统boost电路)。classc：主动式pfc电路(传统boost电路)。classd：主动式pfc电路(传统boost电路)。
实现功率因数校正的pfc电路，分为主动式和被动式，以下是其性能比较：电阻被动式pfc实现方式简单，极低成本，但损耗很大，温度高，功率因数低，不适合大功率电源，不适合classc，classd设备。电感被动式简单，低成本，但损耗略大，功率因数低，不适合大功率电源，不适合classc，classd设备。boost升压电路(主动式pfc电路)功率因数高，效率高，可设计满足classc，classd设备要求，适合大中小功率，但电路复杂，元件数量多，成本高，体积大。如图1所示的主动式pfc(boost升压电路)是效果最好的功率因素校正电路。
传统的含主动式功率校正电路的开关式稳压电源，由整流电路500，boost-pfc电路400和dc-dc转换器300组成。实际电路拓扑如图1，其中dc-dc转换器300可为反激或正激，boost-pfc电路400和dc-dc转换器300各自独立工作，由分别的pfc反馈pwm控制电路100和dc-dc反馈pwm控制电路200控制。boost-pfc电路的原理是：1)q200导通，电感l100被交流输入到c100的电压励磁储能。2)q200截止，l100上的感生电压和交流输入到c100上的电压叠加，对c200充电。如此，c200上的电压永大于交流输入电压，故boost是升压拓扑。q200的占空比由pfc反馈pwm控制电路控制，以达到c200上稳定的电压输出(一般为380vdc)。上述传统的电路方式中，能实现很高的功率因数，能够满足iec61000-3-2的要求，但会产生以下的问题：(1)需要复杂的pwm控制回路以提高功率因数；(2)需要供电电路给pfc提供pwm控制回路；(3)需要独立的开关元件及驱动电路，以及电流取样电阻r100；(4)需要比较大的基板空间，电路设计困难；(5)元件多，成本高；
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种开关电源电路，以解决现有的boost升压电路较复杂的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供一种开关电源电路，所述开关电源电路包括boost电感、boost电容、储能电容、变压器或dc-dc电感、第一开关器件、输出整流元件、滤波电容、反馈控制电路、第一整流电路和第二整流电路，其中：
所述第一整流电路与所述储能电容构成第一整流回路；所述第二整流电路与所述boost电容构成第二整流回路；所述第一整流回路与所述储能电容及所述boost电容同端相连接；
所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容、所述变压器或dc-dc电感和所述第一开关器件构成boost转换电路；所述储能电容、所述变压器或dc-dc电感、所述第一开关器件、所述输出整流元件和所述滤波电容构成dc-dc转换器；
当所述第一开关器件导通时，所述boost电感、所述boost电容和所述第一开关器件形成第一boost回路，所述boost电感储能；所述储能电容、所述第一开关器件和所述变压器或dc-dc电感形成第一dc-dc回路；
当所述第一开关器件截止时，所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容和所述变压器或dc-dc电感形成第二boost回路；所述变压器或dc-dc电感、所述输出整流元件和所述滤波电容形成第二dc-dc回路；
所述滤波电容的输出连接负载；所述反馈控制电路用于根据一定频率和占空比的斩波驱动第一开关器件的导通和截止，以控制输出电压或电流或功率给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括第二开关器件，所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容、所述变压器、所述第一开关器件和所述第二开关器件构成boost转换电路；所述储能电容、所述变压器、所述第一开关器件、所述第二开关器件、所述输出整流元件、所述滤波电容构成dc-dc转换器；
当所述第一开关器件和所述第二开关器件导通时，所述boost电感、所述boost电容和所述第一开关器件形成第一boost回路，所述boost电感储能，所述储能电容、所述第一开关器件、所述第二开关器件和所述变压器形成第一dc-dc回路；
当所述第一开关器件截止时，第二开关器件导通或截止，所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容、所述变压器和所述第二开关器件形成第二boost回路，所述变压器、所述输出整流元件和所述滤波电容形成第二dc-dc回路。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括浪涌限制电路，所述浪涌限制电路耦合于所述第一整流回路中，且不与所述第二整流回路、第一boost回路、第二boost回路，第一dc-dc回路相耦合。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括防谐振整流器件，当所述第一开关器件截止且所述boost电感电流归零后，所述防谐振整流器件阻止所述储能电容对所述boost电感和所述boost电容充电。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为反激式电源电路，所述变压器或dc-dc电感为反激变压器，所述变压器通过次级线圈经由输出整流元件和滤波电容输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为正激式电源电路，所述变压器通过次级线圈经由第一输出整流元件和第二输出整流元件给激励电感充电，所述激励电感通过滤波电容输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为buck-boost电路，所述变压器或dc-dc电感为buck-boost电感，所述dc-dc电感通过输出整流元件和所述滤波电容输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为zeta电路，所述变压器或dc-dc电感为zeta电感，所述dc-dc电感通过耦合电容和输出整流元件给激励电感充电，所述激励电感通过滤波电容输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为双端推挽电路，所述变压器通过次级线圈经由第一输出整流元件和第二输出整流元件给激励电感充电，所述激励电感通过滤波电容输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为sepic电路，所述dc-dc电感或变压器包括sepic电感和激励电感，当第一开关器件导通时，储能电容对sepic电感充电储能，耦合电容对激励电感充电，并且由滤波电容积累的能量释放给负载，当第一开关器件截止时，dc-dc电感或变压器通过耦合电容、滤波电容和输出整流元件提供能量输出给负载，激励电感通过输出整流元件和滤波电容和提供能量输出给负载。
可选的，在所述的开关电源电路中，所述第一整流电路和第二整流电路的整流器件为二极管或开关器件，当所述整流器件为开关器件时，所述开关电源电路还包括交流相位监控及整流控制电路，所述交流相位监控及整流控制电路对所述第一整流电路和所述第二整流电路输入的交流电流的相位进行监控，以控制所述开关器件的导通和关断。
在本发明提供的开关电源电路中，具有针对储能电容和boost电容的两个输入整流回路输出电压，储能电容和boost电容的同端连接在一起，储能电容亦为boost电路的输出电容，具有dc-dc转换器，连接于储能电容(电压正端)与dc-dc转换器正输入端(变压器的初级线圈、buck-boost电感或zeta电感等)之间的第一开关器件，boost电感和boost电容二者形成串联后再与第一开关器件并联，boost电容一端连接储能电容电压正端，一端通过第二整流电路连接交流输入电压两极(l，n)或直流输入负极；控制第一开关器件的闭合(导通)和关断(截止)的反馈控制电路来实现开关电源电路的转换输出，实现由boost电路与dc-dc(反激、buck-boost、正激、推挽，zeta等)传统开关电源拓扑配合使用，对输入电压的升压再转换，又可实现对交流供电的功率因数校正。本发明的开关电源电路具有主动式pfc电路(boost升压电路)，具备优良的主动功率因数校正特性。由于借用了pfc电路之后dc-dc转换器(反激，正激)中的pwm(或pfm)控制电路和功率开关元件(第一开关器件)，省去了传统boost-pfc电路中的pwm控制和功率开关元件，从而减少了成本和体积，并简化了电源产品的设计，获得高性能，低成本，小型化的优势。
根据本发明，能够提供一种，成本低，元件数少，可小型化的，含主动式功率校正的电源电路。首先其功率因数调整效果，能设计获得接近输入ac的正弦电流波形，也能设计满足iec61000-3-2的输入谐波的要求。并且，本发明的boost升压电路和反激(或正激)dc-dc转换器可以公用一个开关元件，省去了传统pfc方案的开关元件和其驱动电路，去除了复杂的功率因数校正反馈控制回路，能缩减成本，减少元件的数量，简化电路以提高可靠性，并且以较少的基板空间便能够进行安装。此外，由于dc-dc主变压器在开关元件关断的时候，电流与其在开关元件导通时相反，可以部分地帮助复位变压器，以减小磁感应强度bmax，减小铁损，防止饱和，以利于元件的减少成本。再者，由于此主动式功率因数校正电路，借用dc-dc的pwm控制，可以设计为开环控制，因此不存在环路稳定性问题，也没有传统主动式功率因数校正电路的启动，工作时由闭环控制引起的声音噪音的问题。
附图说明
图1是现有的含功率因数校正电路的boost-pfc的反激式开关电源示意图；
图2是本发明的一实施例的开关电源电路电路示意图；
图3是本发明的另一实施例第一开关器件导通时的电流回路示意图；
图4是本发明的另一实施例第一开关器件截止时的boost电流回路示意图；
图5是本发明的另一实施例第一开关器件截止时的谐振电流回路示意图；
图6是本发明的另一实施例的开关电源电路电路的工作波形示意图；
图7是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图8是本发明的另一实施例的开关电源电路电路的控制波形图；
图9是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图10是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图11是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图12是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图13是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图14是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图15是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图16是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图17是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图18是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图；
图19是现有技术与本发明功率因数校正的输入电流波形比较图；
图20是现有技术与本发明开关电源电路的iec61000-3-2classa结果比较图；
图21是本发明的另一实施例的开关电源电路电路示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明提出的开关电源电路作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
本发明的核心思想在于提供一种开关电源电路，以解决现有的boost升压电路较复杂的问题。
为实现上述思想，本发明提供了一种开关电源电路，所述开关电源电路包括boost电感、boost电容、储能电容、变压器或dc-dc电感、第一开关器件、输出整流元件、滤波电容、反馈控制电路、第一整流电路和第二整流电路，其中：所述第一整流电路与所述储能电容构成第一整流回路；所述第二整流电路与所述boost电容构成第二整流回路；所述第一整流回路与所述储能电容及所述boost电容同端相连接；所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容、所述变压器或dc-dc电感和所述第一开关器件构成boost转换电路；所述储能电容、所述变压器或dc-dc电感、所述第一开关器件、所述输出整流元件和所述滤波电容构成dc-dc转换器；当所述第一开关器件导通时，所述boost电感、所述boost电容和所述第一开关器件形成第一boost回路，所述boost电感储能；所述储能电容、所述第一开关器件和所述变压器或dc-dc电感形成第一dc-dc回路；当所述第一开关器件截止时，所述boost电感、所述boost电容、所述储能电容和所述变压器或dc-dc电感形成第二boost回路；所述变压器或dc-dc电感、所述输出整流元件和所述滤波电容形成第二dc-dc回路；所述滤波电容的输出连接负载；所述反馈控制电路用于根据一定频率和占空比的斩波驱动第一开关器件的导通和截止，以控制输出电压或电流或功率给负载。
本发明的一实施例提供一种开关电源电路，如图2～5、7、9～18、21所示，所述开关电源电路包括boost电感l1、boost电容c1、储能电容c2、变压器或dc-dc电感t1、第一开关器件q1、输出整流元件ds1、滤波电容cs1、反馈控制电路40、第一整流电路11和第二整流电路12，其中：所述第一开关器件q1为场效应晶体管、双极型晶体管、igbt、碳化硅或氮化镓管等；所述第一整流电路11与所述储能电容c2构成第一整流回路；所述第二整流电路12与所述boost电容c1构成第二整流回路；所述第一整流回路与所述储能电容c2及所述boost电容c1同端相连接；所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2、所述变压器或dc-dc电感t1和所述第一开关器件q1构成boost转换电路20；所述储能电容c2、所述变压器或dc-dc电感t1、所述第一开关器件q1、所述输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1构成dc-dc转换器30；当所述第一开关器件q1导通时，所述boost电感l1、所述boost电容c1和所述第一开关器件q1形成第一boost回路，所述boost电感l1储能；所述储能电容c2、所述第一开关器件q1和所述变压器或dc-dc电感t1形成第一dc-dc回路；当所述第一开关器件q1截止时，所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2和所述变压器或dc-dc电感t1形成第二boost回路；所述变压器或dc-dc电感t1、所述输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1形成第二dc-dc回路；所述滤波电容cs1的输出连接负载；所述反馈控制电路40用于根据一定频率和占空比的斩波驱动第一开关器件q1的导通和截止，以控制输出电压或电流或功率给负载。
例如图2中具体电路结构为：所述第一整流电路连接所述储能电容c2的两端；所述第二整流电路连接在所述boost电容c1的两端；所述boost电容c1的第一电极连接所述储能电容c2的第一电极和所述第一开关器件q1的源极，所述boost电容c1的第二电极连接所述所述boost电感l1的第一电极；所述boost电感l1的第二电极连接所述第一开关器件q1的漏极和所述dc-dc转换器的正输入端(变压器的初级线圈的输入端、buck-boost电感的输入端或zeta电感的输入端等)；所述储能电容c2的第二电极连接所述dc-dc转换器的负输入端或中间抽头(变压器的初级线圈的输出端、buck-boost电感的输出端或zeta电感的输出端等)；所述第一开关器件q1的控制极连接所述反馈控制电路40的输出端；所述反馈控制电路40的输入端连接所述dc-dc转换器的输出端，即反馈控制电路40从dc-dc转换器的输出端采样其输出电压，并根据输出电压控制第一开关器件的导通和截止，以实现理想的输出电压值。
本发明开关电源电路具备：具有两个输入整流电路，pfc功率因数校正电路(boost升压)和单端型或双端型dc-dc转换器；针对boost转换电路20的boost电容c1的第一整流电路11和针对储能电容c2的第二整流电路12，两整流回路有重叠但不同，其重叠部分为boost电容c1的整流电压正端和储能电容c2的整流电压正端(d5和d6)。第一开关器件q1连接于整流dc电压的高压(正)端，并连接dc-dc转换器变压器t1的初级线圈；boost电感l1和boost电容c1串联连接后，再并联至第一开关器件的两端，其中boost电容c1一端连接至整流dc电压的高压(正)端(储能电容c2的高压端)，另一端通过输入整流元件d3，d4分别连接到交流输入的两极。
本发明的实现功率因数校正电路的原理是：q1为反激或正激dc-dc转换器的开关元件，同时又是pfc的主开关元件，其在pwm控制下，不仅完成dc-dc的功率传输过程中的驱动，同时完成输入功率因数校正的驱动。步骤如下：如图3所示的状态一，q1导通，boost电感l1被交流输入到c1，并流经d3，d4的电压励磁储能。同时q1驱动dc-dc转换器的变压器t1；当q1导通时，储能电容c2上的能量，通过q1，流进主变压器t1的初级线圈np，回路及方向如实线箭头所示，dc-dc转换的能量储存在t1内。同时，反映交流输入电压变化的boost电容c1上的能量，经过q1，流进boost电感l1，回路及方向如虚线箭头所示，boost型升压转换的能量储存在l1内。
如图4所示的状态二，q1截止，变压器t1实现交变能量传输。l1上的感生电压和交流输入到c1上的电压叠加，流经dc-dc主变压器t1的初级线圈，对c2充电；储存在t1内的能量，由于在初级侧没有释放回路，故通过次级线圈ns，经输出整流元件ds1，输出滤波电容cs1，释放给输出负载。如此完成了反激式dc-dc转换器的隔离能量转换和传输。能量的传输大小，由反馈控制电路40控制。同时，储存在boost电感l1中的能量，在q1截止后瞬间，产生感生电压，其与boost电容c1上的电压叠加后，经过主变压器t1的初级侧线圈对储能电容c2充电，完成boost升压转换。有一小部分能量通过t1传输给次级侧，没有损失浪费。boost升压pfc电路，通过boost电感l1，boost电容c1，分别在开关元件q1的导通和截止时间段，根据交流输入的电压和相位变化，从交流输入中汲取能量，使交流输入电流同步与交流输入电压，以实现功率因数校正的功能，能在元件数量和成本相比传统主动pfc大幅度减少的情况下，满足iec61000-3-2标准的要求。
如图5所示的状态三，当boost电感l1能量释放完毕，而q1继续截止时，会产生电流谐振，l1和t1如第q1导通时的状态一样，进行储能。当工作频率很高，谐振总电感(l1+t1)很大，此谐振电流很小，时间远大于q1截止时间，可以被忽略。如此，c2上的电压大于交流输入电压，完成boost升压。q1的占空比由pwm控制电路控制，通过反馈控制占空比以获得稳定的dc-dc电压输出，此pwm同时又控制pfc-boost升压，步调与dc-dc一致。另外，在pwm相同占空比下，c2上的电压和dc-dc调节占空比成正比关系，故此，pwm通过反馈，调节占空比来控制dc-dc输出的同时，同方向调整了c2上的电压，由此加大了反馈的增益，以利于dc-dc输出的纹波抑制。状态一至状态三的工作波形如图6所示，如果boost电感工作在连续电流模式，则不会出现状态三的boost电感与boost电容的谐振。图21为本实施例(图2)的负端相连的例子，工作原理与本实施例一致。
主动式pfc和反激式dc-dc转换器的二合一部分：初级侧的储能电容c2，开关元件q1，主变压器t1和次级侧的输出整流元件ds1，滤波电容cs1以及反馈控制电路40，构成单端反激式dc-dc转换器；开关元件q1，boost电感l1，boost电容c1，以及储能电容c2，构成boost型的主动式pfc电路。
具体的，在所述的开关电源电路中，所述第一整流电路包括第一整流器件d1和第二整流器件d2，所述第二整流电路包括第三整流器件d3和第四整流器件d4，所述第一整流器件d1和所述第二整流器件d2与第五整流器件d5和第六整流器件d6构成一全桥整流电路，所述第三整流器件d3和所述第四整流器件d4与所述第五整流器件d5和所述第六整流器件d6构成另一全桥整流电路。或者如图9所示，在所述的开关电源电路中，所述第一整流电路包括第三整流器件d3，所述第二整流电路包括第四整流器件d4，第一整流器件d1和所述第三整流器件d3构成一半桥整流电路，所述第一整流器件d1和所述第四整流器件d4构成另一半桥整流电路，半桥整流电路使用在直流dc或全波，半波交流输入条件下，工作原理同全桥整流电路一致，可以将输入升压后再转换，可以扩大输入低电压工作范围。d1，d3，d4可分别被低阻抗的开关元件代替，同样实现整流的功能，提高电源的效率。
另外，在所述的开关电源电路中，所述整流器件为二极管或开关器件，例如如图7所示，第三整流器件d3和第四整流器件d4为场效应晶体管，当有些整流器件为开关器件时，所述开关电源电路应还包括交流相位监控及整流控制电路50，所述交流相位监控及整流控制电路50对所述第一整流电路(第一整流器件d1和/或第二整流器件d2)和所述第二整流电路(第三整流器件d3和/或第四整流器件d4)输入的交流电流的相位进行监控，以控制所述场效应晶体管(例如第三整流器件d3和第四整流器件d4)的导通和关断。图8为输入相位监控整流控制后的波形例图。boost输入整流元件二极管d3，d4由低阻抗开关元件如场效应管等代替，以实现高效，节能的目的。该boost工作原理上述一致。整流部分对储能电容c2的充电，对boost电容c1整流充电，由控制电路对输入交流电压和相位监控，以控制d3，d4开关元件的导通和截止，来实现全波整流对c1充电。由于在交流正向半波过程中，d3或d4开关元件可设计成持续导通，没有开关损耗，故其效率优于无桥(bridgeless)pfc电路。控制d3，d4的驱动死区时间，可以提高抗浪涌能力。
双整流部分：d1、d2、d5、d6，对交流输入电压进行全波整流，其能量储存在储能电容c2中，当boost电路工作后，boost输出能量使c2上的电压一般大于交流输入电压，交流输入电压不再对c2充电；当boost电路的能量输出不足于使c2上电压大于交流输入电压，交流输入可以继续对c2充电。d3～d6构成另一个全波整流回路，对boost电容c1进行充电，由于boost电容的容量小，c1上的电压，基本接近交流输入电压的全波整流后的波形。在主动式pfc-boost电路中，c1的主要作用是滤除高频开关噪音，以减小emi干扰。
如图10所示，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括第二开关器件q2，所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2、所述变压器t1、所述第一开关器件q1和所述第二开关器件q2构成boost转换电路20；所述储能电容c2、所述变压器t1、所述第一开关器件q1、所述第二开关器件q2、所述输出整流元件ds1、所述滤波电容cs1构成dc-dc转换器30；当所述第一开关器件q1和所述第二开关器件q2导通时，所述boost电感l1、所述boost电容c1和所述第一开关器件q1形成第一boost回路，所述boost电感l1储能，所述储能电容l2、所述第一开关器件q1、所述第二开关器件q2和所述变压器t1形成第一dc-dc回路；当所述第一开关器件q1截止时，第二开关器件q2导通或截止，所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2、所述变压器t1和所述第二开关器件q2形成第二boost回路，所述变压器t1、所述输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1形成第二dc-dc回路。所述第二开关器件q2为场效应晶体管、双极型晶体管、igbt、碳化硅或氮化镓管等，具体电路结构例如图10所示，所述第二开关器件q2的源极连接所述dc-dc转换器的负输入端，所述第二开关器件q2的漏极连接所述储能电容c2的第二电极，所述第二开关器件q2的控制极连接所述反馈控制电路40的输出端。本实施例中单端反激转换器由单管q1改为双管(即双端反激拓扑)q1，q2(cascade-flyback)，可以选择低耐压的开关元件，同时可以减小主变压器的初次级间的工作电压，降低初次级间的安全耐压距离的要求。同时，用d1、d2、d5和d6对boost电容c1整流输出，用d3～d6对储能电容c2整流输出。由于对储能电容c2的整流输出，只在启动时工作，因此不具有温度，损耗，持续额定电流上的压力，可以选用低成本、低电流、小尺寸的整流元件。合理选用两个整流回路的元件，可以降低成本，改善结构和元件散热。
如图11所示，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括浪涌限制电路，所述浪涌限制电路耦合于所述第一整流回路中，且不与所述第二整流回路、第一boost回路、第二boost回路，第一dc-dc回路相耦合。例如，所述开关电源电路包括第一阻抗rth1，所述第一阻抗rth1的第一电极连接在所述第一整流电路的输出端和所述储能电容c2的第二电极之间。本实施例在储能电容c2的电压负端，和对储能电容c2整流输出的d5之间，串联防止输入浪涌的限流阻抗元件，以抑制电源启动输入的瞬间浪涌电流。此元件不在boost升压的回路中，所以在电源工作时是无损耗的，和传统的boost回路中，使用高损耗的热敏电阻或昂贵的继电器、可控硅抗浪涌电路相比，提高了效率，降低了温度，又减少了成本。
如图12～13所示，在所述的开关电源电路中，所述开关电源电路还包括防谐振整流器件，其中，当所述第一开关器件q1截止且所述boost电感l1电流归零后，所述防谐振整流器件阻止所述储能电容c2对所述boost电感l1和所述boost电容c1充电，例如所述谐振电流器件为二极管(例如图12中的d7)或场效应晶体管(例如图12中的q3)，其中，所述谐振电流器件连接在所述boost电感l1的第二电极和所述第一开关器件q1的漏极之间，并使所述boost电感l1的第二电极和所述第一开关器件q1的漏极之间的电流单方向流向所述boost电感l1。
本实施例表示本发明在低开关频率，低载，或l1，t1电感量较小的设计条件下，增加d7或q3以减除c1，c2，l1，t1谐振电流的实施方案。此方法适合于同以上任何一种实施方式合并使用。使用开关元件q3代替d7，其工作原理相同。虽然boost电路增加了独立的开关元件q3，但依然比传统的boost转换器节省了昂贵的boost整流功率元件，同时完全去除了boost整流功率元件上的损耗，提高了电源的效率，并节约了空间。开关元件的q3控制可以直接采用开关元件q1的控制驱动信号，亦可以进一步在q1截止时，延长q3的截止时间，使boost过程的q3阻抗更低，从而降低损耗，提高电源效率。此方法适合于同以上任何一种实施方式合并使用。
如图1～13所示，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为单端反激式电源电路，所述变压器或dc-dc电感t1为反激变压器，所述变压器t1通过次级线圈ns经由输出整流元件ds1和滤波电容cs1输出给负载。即所述单端反激式电源电路包括变压器t1、滤波电容cs1和输出整流元件ds1，其中：所述变压器t1的输入端(初级线圈np)两端分别连接所述储能电容c2和所述第一开关器件q1，所述变压器t1的输出端(次级线圈ns)两端分别连接所述输出整流元件ds1的阳极和所述滤波电容cs1的第二电极，所述输出整流元件ds1的阴极连接所述滤波电容cs1的第一电极。
适用于本发明的开关电源电路控制方式为pwm或pfm，dc-dc转换器可以为反激式dc-dc转换器或正激式dc-dc转换器，正激式dc-dc转换器的能量传送的方式与上述相同。以脉冲宽度调制(pwm)方式的情况进行说明，一般被称为他激式反激转换器，而在脉冲宽度调制(pwm)的情况下，因为固定或控制频率在一定狭窄区间，通过调节脉冲的占空比调节输出电压、电流或功率。频率调制(pfm)方式的情况下一般使用自激式反激转换器(ringing-choke-convertor)，在开关闭合时变压器的磁芯中所存储的能量在开关断开时完全向次级侧释放，并调节开关频率变化来调节输出电压、电流或功率。
具体的，如图14在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为正激式电源电路，所述变压器t1通过次级线圈ns经由第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2给激励电感ls1充电，所述激励电感ls1通过滤波电容cs1输出给负载。例如所述单端正激式电源电路包括变压器t1、滤波电容cs1、激励电感ls1、第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2，其中：所述变压器t1的输入端连接所述储能电容c2和所述第一开关器件q1，所述变压器t1的输出端两端分别连接所述第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2的阳极，以及所述滤波电容cs1的第二电极，所述第一输出整流元件ds1和所述第二输出整流元件ds2的阴极连接所述激励电感ls1的第一电极，所述激励电感ls1的第二电极连接所述滤波电容cs1的第一电极。
如图15所示，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为buck-boost电路，所述变压器或dc-dc电感t1为buck-boost电感，所述dc-dc电感t1通过输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1输出给负载。例如所述单端buck-boost电路包括buck-boost电感t1、滤波电容cs1和输出整流元件ds1，其中：所述buck-boost电感t1的第一电极连接所述第一开关器件q1和所述滤波电容cs1的第一电极，所述buck-boost电感t1的第二电极连接所述储能电容c2、所述输出整流元件ds1的阳极，所述输出整流元件ds1的阴极连接所述滤波电容cs1的第二电极。本实施例中单端反激电路更换成单端buck-boost电路。buck-boost电路拓扑就是非隔离的反激fly-back拓扑，其能量的储存和非隔离释放，都由buck-boost电感t1完成。双整流和boost部分的工作原理，与上述方案一致。
如图16所示，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为zeta电路，所述变压器或dc-dc电感t1为zeta电感，所述dc-dc电感t1通过耦合电容cs2和输出整流元件ds1给激励电感ls1充电，所述激励电感ls1通过滤波电容cs1输出给负载。例如所述zeta电路包括zeta电感t1、第一滤波电容cs1、第二滤波电容cs2、激励电感ls1和输出整流元件ds1，其中：所述zeta电感t1的第一电极连接所述第一开关器件q1和第一滤波电容cs1的第一电极，所述zeta电感t1的第二电极连接所述储能电容c2、所述输出整流元件ds1的阳极和所述第二滤波电容cs2的第二电极，所述输出整流元件ds1的阴极连接所述第一滤波电容cs1的第二电极和所述激励电感ls1的第一电极，所述激励电感ls1的第二电极连接所述第二滤波电容cs2的第一电极。本实施例中单端反激电路更换成zeta电路。由q1同时驱动boost电感l1和zeta电感t1；与单端反激式一样，d1～d6和c1，c2构成双整流输入；q1，l1，c1，c2，t1构成boost电路。q1，t1，ds1，cs1，cs2和ls1构成zeta型dc-dc转换电路。
如图17所示，在所述的开关电源电路中，所述dc-dc转换器为双端推挽电路，所述变压器t1通过次级线圈ns经由第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2给激励电感ls1充电，所述激励电感ls1通过滤波电容cs1输出给负载。例如所述开关电源电路还包括推挽开关器件q4和推挽电感l2，所述推挽开关器件q4为场效应晶体管、双极型晶体管、igbt、碳化硅或氮化镓管等，所述推挽电感l2的第一电极连接所述boost电感l1的第一电极，所述推挽电感l2的第二电极连接所述推挽开关器件q4的漏极和dc-dc转换器的负输入端，所述推挽开关器件q4的源极连接所述第一开关器件q1的源极；所述推挽开关器件q4的的控制极连接所述反馈控制电路40的输出端；所述单端推挽电路包括变压器t1、激励电感ls1、滤波电容cs1、第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2，所述变压器t1的输入端两端分别连接所述推挽开关器件q4和所述第一开关器件q1，所述变压器t1的输入端中间抽头连接所述boost电感l1，所述变压器t1的输出端两端分别连接所述第一输出整流元件ds1和第二输出整流元件ds2的阳极，所述变压器t1的输出端中间抽头连接所述滤波电容cs1的第二电极，所述第一输出整流元件ds1和所述第二输出整流元件ds2的阴极连接所述激励电感ls1的第一电极，所述激励电感ls1的第二电极连接所述滤波电容cs1的第一电极。本实施例中单端反激电路更换成单端推挽电路。由q1同时驱动boost电感l1和变压器t1的初级线圈np1；由q4同时驱动推挽电感l2和变压器t1的初级线圈np2；q1和q4推挽工作，使得boost电感l1，推挽电感l2交错工作，构成交错式boost模式。
如图18所示，所述dc-dc转换器为sepic电路，所述dc-dc电感或变压器包括sepic电感t1和激励电感t2，所述sepic电感t1和所述激励电感t2耦合形成一隔离变压器，以达到隔离输出的目的，当第一开关器件q1导通时，储能电容c2对sepic电感t1充电储能，耦合电容c3对激励电感t2充电，并且由滤波电容cs1积累的能量释放给负载，当第一开关器件q1截止时，dc-dc电感或变压器t1通过耦合电容c3、滤波电容cs1和输出整流元件ds1提供能量输出给负载，激励电感t2通过输出整流元件ds1和滤波电容cs1和提供能量输出给负载。
在本发明提供的开关电源电路中，具有针对储能电容c2和boost电容c1的两个输入整流回路输出电压，储能电容c2和boost电容c1的同端(电压正端)连接在一起，储能电容c2亦为boost电路的输出电容，具有dc-dc转换器，连接于储能电容c2(电压正端)与dc-dc转换器正输入端(变压器t1的初级线圈、buck-boost电感l1或zeta电感等)之间的第一开关器件q1，boost电感l1和boost电容c1二者形成串联后再与第一开关器件q1并联，boost电容c1一端连接储能电容c2电压正端，一端通过第二整流电路连接交流输入电压两极(l，n)或直流输入负极；控制第一开关器件q1的闭合(导通)和关断(截止)的反馈控制电路40来实现开关电源电路的转换输出，实现由boost电路与dc-dc(反激、buck-boost、正激、推挽，zeta等)传统开关电源拓扑配合使用，对输入电压的升压再转换，又可实现对交流供电的功率因数校正。本发明的开关电源电路具有主动式pfc电路(boost升压电路)，具备优良的主动功率因数校正特性。由于借用了pfc电路之后dc-dc转换器(反激，正激)中的pwm(或pfm)控制电路和功率开关元件(第一开关器件q1)，省去了传统boost-pfc电路中的pwm控制和功率开关元件，从而减少了成本和体积，并简化了电源产品的设计，获得高性能，低成本，小型化的优势。
图19是本发明获得接近输入交流的正弦电流波形与没有pfc电路的开关电源电路的正弦电流波形。
图20是表示本发明中的包含单端反激式dc-dc变换器的开关电源电路和没有pfc电路的开关电源电路的iec61000-3-2classa结果比较的图。
根据本发明，能够提供一种成本低，元件数少，可小型化的，含主动式功率校正的电源电路。首先其功率因数调整效果，能设计获得接近输入ac的正弦电流波形(图19)，也能设计满足iec61000-3-2的输入谐波的要求(图20)。并且本发明的boost升压电路和反激(或正激)dc-dc转换器可以公用一个开关元件，省去了传统pfc方案的开关元件和其驱动电路，去除了复杂的功率因数校正反馈控制回路，能缩减成本，减少元件的数量，简化电路以提高可靠性，并且以较少的基板空间便能够进行安装。此外，由于dc-dc主变压器在开关元件关断的时候，电流与其在开关元件导通时相反，可以部分地帮助复位变压器，以减小磁感应强度bmax，减小铁损，防止饱和，以利于元件的减少成本。再者，由于此主动式功率因数校正电路，借用dc-dc的pwm控制，可以设计为开环控制，因此不存在环路稳定性问题，也没有传统主动式功率因数校正电路的启动，工作时由闭环控制引起的声音噪音的问题。
图21为本发明在第一整流电路，boost电容和储能电容在负端相连的反激式的例子，负端相连，第一开关元件可以置于储能电容的负端位置，有利于控制驱动电路的设计。
综上，上述实施例对开关电源电路的不同构型进行了详细说明，当然，本发明包括但不局限于上述实施中所列举的构型，任何在上述实施例提供的构型基础上进行变换的内容，均属于本发明所保护的范围。本领域技术人员可以根据上述实施例的内容举一反三。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。