冲击电流抑制模块、车载双向充电机及控制方法与流程

本公开涉及电路领域，特别地，涉及一种冲击电流抑制模块、具有该冲击电流抑制模块的车载双向充电机以及控制方法。

背景技术：

新能源汽车，特别是纯电动汽车的发展为人们的出行和生活方式带来诸多便利。为了提供更大的纯电动续航里程，新能源汽车所搭载的动力电池容量越来越大。为了方便用户的使用，需要提供大功率充电模块以在较短的时间内为电池快速充电。除去提供能源驱动车辆的功能，车载动力电池本身也是一个方便易用的储能设备。因此，业内也提出以车载电池为电源向普通家庭或工业用电设备供电的想法。为了实现这种直流到交流的能量转换，需要高压逆变器的支持。然而，汽车对零部件的大小以及重量都有要求，如果将充电模块和逆变模块分为两个组件分别制造，则在空间和重量上难以获得优势。所以将充电和逆变的功能整合在一起是比较合理的做法。

将充电和逆变线路整合之后，ac(交流)端所使用的线路必须是由快速开关构成的全桥结构。这种结构所使用的快速恢复二极管通常不具备较高的抗冲击电流的能力。特别是对于高功率车载充电器这种具备大母线电容，ac输入涉及充电枪插拔，电网环境复杂的应用，需要具备特殊的冲击电流保护功能。

通常的冲击电流抑制电路例如采用在ac侧或者dc(直流)线路上串联冲击电流抑制阻抗与继电器并联的线路的方式，但是该方式采用机械开关导致存在开关寿命的问题而使可靠性不佳且体积庞大，而且继电器动作缓慢无法实现特殊的二次冲击电流保护。另一种方式是在常规的pfc(功率因数校正)线路整流桥中使用例如晶闸管的受控开关，但是使用半控器件使得控制不灵活而难以实现特殊的保护功能。而使用非隔离的双向工作电路以及充电和逆变线路分离的架构都会导致成本提高和体积变大的问题。

因此，存在对现有的冲击电流抑制电路的结构和具有冲击电流抑制电路的车载双向充电机进行改进的需求。

技术实现要素：

本公开旨在解决传统的冲击电流抑制电路无法以较低成本和较小体积实现为处于恶劣交流供电环境中的高功率车载充电器在双向充电时提供特殊的冲击电路保护的问题，提高冲击电流抑制电路以及车载双向充电机的功率密度。

根据本公开的一方面，提出一种用于车载双向充电机的冲击电流抑制模块，其中，

所述车载双向充电机包括pfc-逆变模块，设置为将ac电力转换为dc电力或将dc电力转换为ac电力，所述pfc-逆变模块连接所述车载双向充电机的ac输入、正直流母线和负直流母线，所述pfc-逆变模块包括一母线电容，所述母线电容连接在所述正直流母线与所述负直流母线之间；以及

所述冲击电流抑制模块连接在所述pfc-逆变模块的正直流母线和负直流母线之间，并与所述母线电容串联连接，所述冲击电流抑制模块包括受控开关和与所述受控开关并联的冲击电流抑制器。

根据本公开的实施例，所述受控开关为晶体管。

根据本公开的实施例，所述晶体管为mosfet。

根据本公开的实施例，所述冲击电流抑制器为正温度系数阻抗器。

根据本公开的另一方面，提出一种用于控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块的方法，其中，

所述车载双向充电机包括pfc-逆变模块，设置为将ac电力转换为dc电力或将dc电力转换为ac电力，所述pfc-逆变模块连接所述车载双向充电机的ac输入、正直流母线和负直流母线，所述pfc-逆变模块包括一母线电容，所述母线电容连接在所述正直流母线与所述负直流母线之间，所述冲击电流抑制模块连接在所述pfc-逆变模块的正直流母线和负直流母线之间，并与所述母线电容串联连接，所述冲击电流抑制模块包括受控开关和与所述受控开关并联连接的冲击电流抑制器，

该方法包括：

所述车载双向充电机接收ac输入并且通过所述冲击电流抑制器对所述母线电容进行限流充电，在该充电期间所述受控开关处于关断状态；

当母线电压接近ac电压峰值时，导通所述受控开关；

所述pfc-逆变器模块基于第一ac电流保护限值对母线电容进行恒流充电；以及

当所述母线电压接近设定电压时，提高所述第一ac电流保护限值到正常工作限值，将所述母线电容充电至设定电压。

根据本公开的实施例，基于所述第一ac电流保护限值对母线电容进行恒流充电还包括：当所述ac输入的电压的峰值在恒流充电的过程中超过母线电容电压时，判断所述ac输入的电流是否超过第二ac电流保护限值；当所述ac输入的电流超过第二ac电流保护限值时，关断所述受控开关，通过所述冲击电流抑制器对所述母线电容进行限流充电；以及当所述母线电压再次或者高于接近ac电压峰值时，再次导通所述受控开关，基于所述第一ac过流保护限值对所述母线电容再次进行限流充电。

根据本公开的实施例，所述第二ac电流保护限值高于所述第一ac电流保护限值。

根据本公开的实施例，流过所述冲击电流抑制模块的所述第二ac电流保护限值所产生的电压低于母线所能承受的电压。

根据本公开的实施例，所述母线电容充电至设定电压之后，所述方法还包括：当所述ac输入的电压增加时，仍然导通所述受控开关。

根据本公开的又一方面，提出一种车载双向充电机，包括：

pfc-逆变模块，设置为将ac电力转换为dc电力或将dc电力转换为ac电力，所述pfc-逆变模块连接所述车载双向充电机的ac输入、正直流母线和负直流母线，其中所述pfc-逆变模块包括一母线电容，所述母线电容连接在所述正直流母线与所述负直流母线之间；以及

冲击电流抑制模块，设置为在对所述车载双向充电机的母线电容充电时抑制冲击电流，所述冲击电流抑制模块连接在所述pfc-逆变模块的正直流母线和负直流母线之间，所述冲击电流抑制模块与所述母线电容串联连接，所述冲击电流抑制模块包括受控开关和与所述受控开关并联连接的冲击电流抑制器。

根据本公开的实施例，所述车载双向充电机还包括双向谐振软开关dc/dc模块，设置为对来自所述pfc-逆变模块的正直流母线和负直流母线的电压或来自车载蓄电池的电压进行升压或降压，所述双向谐振软开关dc/dc模块连接所述pfc-逆变模块的正直流母线和负直流母线、所述车载蓄电池的正极端子和负极端子。

根据本公开的实施例，所述受控开关为晶体管。

根据本公开的实施例，所述晶体管为mosfet。

根据本公开的实施例，所述冲击电流抑制器为正温度系数阻抗器。

根据本公开的实施例，所述双向谐振软开关dc/dc模块包括：变压器，包括原边绕组和副边绕组；至少一个原边桥臂，所述原边桥臂中的每一个桥臂的dc正输入端子连接所述pfc-逆变模块的正直流母线，所述原边桥臂中的每一个桥臂的dc负输入端子连接所述pfc-逆变模块的负直流母线，所述原边桥臂中的每一个桥臂的桥臂中点分别连接所述变压器的原边绕组的端子；至少一个副边桥臂，所述副边桥臂中的每一个桥臂的dc正输出端子连接所述车载蓄电池的正极端子，所述副边桥臂中的每一个桥臂的dc负输出端子连接所述车载蓄电池的负极端子，所述副边桥臂中的每一个桥臂的桥臂中点分别连接所述变压器的副边绕组的端子；以及至少两个谐振槽，分别串联在所述变压器的原边绕组和所述原边桥臂中的至少一个桥臂的桥臂中点之间，以及在所述变压器的副边绕组和所述副边桥臂中的至少一个桥臂的桥臂中点之间。

根据本公开的实施例，所述车载双向充电机包括多个并联的所述双向谐振软开关dc/dc模块。

根据本公开的实施例，所述原边桥臂中的一桥臂的桥臂中点和所述变压器的原边绕组之间串联谐振电容，所述副边桥臂中的一桥臂的桥臂中点和所述变压器的副边绕组之间串联谐振电容。

根据本公开的实施例，所述车载双向充电机还包括：采样和编码器，设置为从所述pfc-逆变模块获取ac输入的电压和电流以及从所述冲击电流抑制模块获取母线电压；隔离器，设置为隔离从所述采样和编码器获取的信号；以及控制器，设置为基于从所述隔离器获取的信号控制所述冲击电流抑制模块中的受控开关。

根据本公开的实施例，所述控制器通过隔离can模块与车辆控制器通信。

通过采用本公开提出的冲击电流抑制电路、具有该冲击电流抑制电路的车载双向充电机以及控制方法，采用充电和逆变电路完全复用的方式，提高充电和逆变的功率密度和电路效率，实现包括降低emi电磁干扰和降低开关干扰信号的隔离功能，同时还可以实现更方便的升降压功能，延长器件使用寿命和性能，降低成本，减少设备体积。特别是本公开的方案能够在电网环境复杂的情况下为车载双向充电机提供“二次冲击电流”保护。

附图说明

通过参照附图详细描述其示例性实施例，本公开的上述和其它特征及优点将变得更加明显。

图1为根据本公开实施例的使用继电器的冲击电流抑制电路的结构图；

图2为根据本公开实施例的不使用继电器的另一种冲击电流抑制电路的结构图；

图3为根据本公开实施例的双向工作电路的结构图；

图4为根据本公开另一实施例的双向工作电路的结构图；

图5为根据本公开又一实施例的双向工作电路的结构图；

图6为根据本公开实施例的车载双向充电机的示例性结构框图；

图7为根据本公开实施例的车载双向充电机的示例性主功率电路结构图；

图8为根据本公开实施例的冲击电流抑制模块的结构图；

图9为母线电容的充电过程中的母线电压的组成以及母线电压与ac电压关系的示意图；

图10为根据本公开实施例的电网电压稳定时的冲击电流抑制模块的工作时序；

图11为母线电容其电压低于ac电压峰值并且无冲击电流限值时的母线电压与ac电压关系的示意图；

图12为根据本公开实施例的电网电压波动时的冲击电流抑制模块的工作时序；

图13为根据本公开实施例的控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块的方法的流程图；

图14为根据本公开另一实施例的控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块的方法的流程图；

图15为根据本公开又一实施例的控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块的方法的流程图；

图16为在电网电压稳定和波动时的冲击电流抑制模块的工作时序的对应逻辑框图；以及

图17为在电网电压稳定和波动时的冲击电流抑制模块的工作时序的对应控制框图。

具体实施方式

现在将参考附图更全面地描述示例性实施例。然而，示例性实施例能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本公开将全面和完整，并将示例性实施例的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中，为了清晰，可能会夸大部分元件的尺寸或加以变形。在图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略它们的详细描述。

此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、元件等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构、方法或者操作以避免模糊本公开的各方面。

车载充电机用于将电网电能转换为车载高压电池所能接受的直流电能，用以为车载电池进行充电。因此，从构架上来讲通常存在与ac电网连接的pfc前级，以及与电池连接的用于进行充电功率调整的dc/dc级。在车载双向充电机中，pfc级不但需要实现pfc功能，还需要实现逆变功能，因此将前级称之为pfc-逆变模块。

车载双向充电机在充电时，其输入为ac电压。输入通常来源于电网，需要应对不同的电网电压和各类电网故障和动态现象，并且输入以充电枪形式进行车辆与充电桩的连接，存在时序配合问题和插拔状态的不确定性。因此，pfc-逆变模块设计需要特别考虑各种可能的恶劣工作条件，确保线路的可靠性。在车辆双向充电机对外部供电时，pfc-逆变模块的逆变功能则是以车载高压电池为能量来源，通过转换之后输出交流电压以驱动一般用电设备。此时，pfc-逆变模块通过放电枪对外提供能量。由此可见，车载双向充电机的应用场景远复杂于一般车载充电机。特别对于充电逆变复用的pfc-逆变模块，由于需要兼顾逆变和整流的功能，一般只能使用高速开关管构成的图腾柱结构。然而，配合高速开关管使用的快速恢复二极管或者开关管本身寄生的反并联二极管，一般耐冲击电流能力不强，需要进行特殊保护。

图1示出常见的使用继电器的冲击电流抑制电路。

在该冲击电流抑制电路中，在由开关管q11-q14构成的pfc模块101的ac侧或者dc线路上串联冲击电流抑制阻抗r1与继电器s1并联的线路，以实现在冲击电流充电回路中提供阻抗的功能，最终实现冲击电流的抑制。但这种方式采用机械开关，而存在开关寿命的问题，可靠性不佳且体积庞大。并且，由于继电器动作缓慢，无法实现特殊的二次冲击电流保护。

图2则示出常见的不使用继电器的冲击电流抑制电路的替代方案。在该方案中，在常规的由开关管q1和二极管d3构成的pfc电路前的整流桥201中采用了例如晶闸管的受控开关scr1和scr2和例如二极管的不受控开关d1和d2。通过逐步增大晶闸管scr1和scr2的导通角，实现冲击电流的抑制。这种方式实际上并不需要冲击电流抑制阻抗，但由于采用了半控器件，控制上不灵活，难以实现特殊的保护功能。

已有的车载双向充电机主要包括如下几种架构：

在图3中示出一种非隔离性双向工作电路。从电网301输入的ac电力经过变压器302的转换，分别经过双向有源整流模块前级303和dc/dc转换模块后级304，输出到电池305。其中前级双向有源整流模块303由多个电力电子组件模块309构成。电池305的电力则反向经由后级dc/dc转换模块304、前级双向有源整流模块303和变压器302输出到电网301。在控制器306的控制下，能够实现ac和dc之间的能量双向流动，且输入输出采用同结构的开关模块，构架简单容易实现。但其后级dc/dc转换模块在充电时候只能实现降压功能，而逆变时候只能实现升压功能，因此母线电压必须高于电池电压。这对开关器件以及母线电容的耐压等级都有较高的要求。而与此同时，非隔离的结构还存在安全隐患，为了补偿这种缺陷，需要在整机大面积使用加强绝缘，成本较高。

图4则示出另一种双向工作电路，其中充电和逆变线路分离。高压dc母线用于向诸如电池的储能器件充电，也从储能器件接收dc电力。当向储能器件充电时，电网401分别经由pfc模块402和dc/dc模块403连接到高压dc母线(hvdc)404上。当使用储能器件向外部供电时，高压dc母线404经由dc/dc模块407和逆变器模块406连接到外部负载405。这种构架下，各电路模块只需要实现单向的能量传递，因此可选择的拓扑范围较广，并且容易实现各方向的效率优化。但其缺点是没有实现功率线路的复用，难以提高功率密度。对于车载应用的场景来说，由于车内空间有限，较高的功率密度是一个必须的条件。因此，该构架在车载双向充电机应用上并无明显优势。

图5则示出常用的第三种双向电路架构。该结构充电逆变线路全部复用，但采用了三级结构。在电网/负载501和高压dc母线505之间，分别依次连接pfc-逆变模块502，第一级dc/dc模块503和第二级dc/dc模块504。通常图5中的双向电路架构中的dc母线是稳压的，第一级dc/dc模块503为高频谐振dc/dc模块，但不参与电压调整，仅做隔离之用。而电压调整的功能由第二级dc/dc模块504实现。这样做的好处是第一级dc/dc模块503可以工作于最优谐振状态，获得较高的双向工作效率。但后级dc/dc模块504的出现使得线路结构相对复杂，并且又由此引入了新的损耗。而且器件总数有所增加，在成本和体积上也会有负面影响。

为此，本公开提出一种新颖的冲击电流抑制模块、具有该冲击电流抑制模块的车载双向充电机以及控制方法。

为了提高车载双向充电机的功率密度，根据本公开实施例的车载双向充电机采用充电和逆变线路完全复用的方式。为了降低emi(电磁干扰)成本，降低开关干扰信号等级，提高工作效率，实现升降压以及隔离的目的，车载双向充电机架构中的双向dc/dc线路采用双向谐振软开关dc/dc线路及控制方式。

在上述基础上，为了提高产品在车载双向充电机应用中的可靠性，根据本公开的实施例，该车载双向充电机架构中采用一种无继电器的冲击电流抑制线路，并提供该线路的控制方法，以确保在比较恶劣的交流供电环境下的器件安全。需要说明的是，这种无继电器的冲击电流抑制方式不仅可应用于车载充电机，特别是车载双向充电机，但不仅限于用于车载充电机。

根据本公开实施例的车载双向充电机的基本构架如图6所示。车载双向充电机的ac输入/输出601与pfc-逆变模块602连接，用于将ac电力输入到pfc-逆变模块602或者从pfc-逆变模块602获取ac电力。pfc-逆变模块602为pfc和逆变器整合的模块，用于将ac电力转换为dc电力或将dc电力转换为ac电力。与pfc-逆变模块602通过正、负直流母线(bus)串联的是由母线电容和无继电器冲击电流抑制线路构成的能量缓冲和冲击电流抑制模块603。需要注意是能量缓冲和冲击电流抑制模块603中的冲击电流抑制模块不一定串联在母线电容支路中。与能量缓冲和冲击电流抑制模块603串联的是双向谐振软开关dc/dc模块604，对来自pfc-逆变模块602的正直流母线和负直流母线的电压或来自车载蓄电池的电压进行变换。双向谐振软开关dc/dc模块604通过dc输入/输出605连接到车载蓄电池的正极端子和负极端子。

采样和编码器606用于对从pfc-逆变模块602获取的ac输入电压和电流以及能量缓冲和冲击电流抑制模块603上的母线电压和母线电流进行采样和编码。隔离器607用于对从采样和编码器606获取的信号进行隔离。控制器608则用于基于从隔离器607获取的信号，以便控制能量缓冲和冲击电流抑制模块603中的受控开关，以便调整pfc-逆变模块602、能量缓冲和冲击电流抑制模块603和双向谐振软开关dc/dc模块604的运行。采样和编码器606、隔离器607和控制器608可以是相互独立的芯片，也可以是基于单控制芯片的多级隔离开关电源控制构架思路的控制器，普通数字隔离芯片以及前端的采样和编码器。在一实施例中，由于pfc-逆变模块602以及双向谐振软开关dc/dc模块604的原边侧的开关和采样信号较多，因此将控制器608布置在系统的原边侧。

在控制上，由于ac电压和电池电压均为宽范围工作，为了确保原边器件工况的确定性，采用母线电压稳压的控制方式。即，在充电工作时，pfc-逆变模块602对母线电压进行稳压，该稳定的母线电压经过双向谐振软开关dc/dc模块604变换之后隔离传送至车载电池以便为电池充电。在逆变工作时，双向谐振软开关dc/dc模块604以电池电压为输入，对其输出的直流母线电压进行稳压。该稳定的母线电压再经过逆变之后由交流输入/输出601为用电设备供电。

虽然对母线稳压的方式会导致更高的dc/dc模块的调压需求，并由此导致极高和极低电压情况的效率损失。但对于与直流母线关联的器件来讲，其器件的耐压等级可以更低，选择范围可以更广，并且相对稳定的直流母线电压在应对电网电压波动时也具备更好的适应性。同时，电池的充电通常具备如下特性：即，恒流充电开始后，电池电压很快会从极低的空槽电压上升至额定电压附近，并一直维持该电压到电池近乎充满；在充电最末阶段，电压快速上升至极高电压。一般电池管理系统(batterymanagementsystem，bms)便通过电池电压的上升率，或电池电压上升之后变为下降的转折点去判断电池是否充满。通过研究该特性可知，在电池充电过程中，电池电压几乎都维持在一个比较恒定的范围。通过利用该特性，只要车载双向充电机在该阶段可以确保较高效率，就可以确保充电过程的等效高效率。

因此，在设计双向谐振软开关dc/dc模块604时，需要确保电池额定电压时，双向谐振软开关dc/dc模块604工作于谐振点附近，从而获取最高效率。这也说明，相对于如图5中所示的双向充电构架，虽然根据本公开实施例的双向谐振软开关dc/dc模块604在整体的电压范围内的效率不如单纯只做隔离的谐振dc/dc模块，但却没有图5中所示的第二级dc/dc模块504带来的损耗。双向谐振软开关dc/dc模块604的优化设计可以尽可能使得车载双向充电机的整机效率在全电压范围内相对较高，但在峰值效率上，却难以与两级结构匹敌。因此，对于充电来说，使包括pfc-逆变模块和双向谐振软开关dc/dc模块的两级结构的线路在电池额定电压工况下的效率最高，是一种更为经济的选择。

上述车载双向充电机的主要构架实现了功率的双向流动和环路的控制。ac输入/输出601还包括输入emi滤波器，dc输入/输出605还包括输出emi滤波器。车辆控制器610为用于和整车通讯的低压侧控制器，负责与整车进行通信，并实现系统的工作方向控制以及故障处理。在本公开的实施例中，车辆控制器610与控制器608之间通过隔离can(控制器局域网络)模块609进行通信。

图7则示出根据本公开实施例的车载双向充电机的示例性主功率架构。

pfc-逆变模块701为由开关管q11-q14构成的全桥电路，其中桥臂中点所接端口通过电感、电容和滤波器704与交流端相连接。当处于充电工作时，交流端与电网相连，为车载双向充电机提供能量。当处于逆变工作时，交流端与用电设备相连，车载双向充电机为用电设备提供交流电压。

能量缓冲和冲击电流抑制模块702包括母线电容c1和无继电器冲击电流抑制模块。母线电容c1连接在正直流母线bus+和负直流母线bus-之间。无继电器冲击电流抑制模块为冲击电流抑制器r1和受控开关管q2并联的结构，该结构串联放置于母线电容c1通过交流端充电的充电回路之中并与母线电容c1串联，其中冲击电流抑制器r1可以是限值阻抗。在本实施例中，该结构被放置在母线电容c1的负端并与母线电容c1串联，从而在交流端对母线电容c1充电时，在充电回路中提供足够的阻抗，以抑制冲击电流。

隔离型双向谐振软开关dc/dc模块703的基本组成为由开关管q31、q32、q33和q34(或q35、q36、q37和q38)构成的原边桥臂，谐振槽707，变压器708以及由开关管q41、q42、q43和q44(或q45、q46、q47和q48)构成的副边桥臂。另外，原边桥臂与pfc-逆变模块701之间还可连接电容c2和电感l1(或c3和l2)构成的滤波电路。

原边桥臂的数量为至少一个，其中每个桥臂的正输入端子连接pfc-逆变模块701的正直流母线bus+，每一个桥臂的负输入端子连接pfc-逆变模块701的负直流母线bus-，每一个桥臂的桥臂中点分别连接变压器708的原边绕组的端子。副边桥臂的数量也为至少一个，其中每一个桥臂的正输出端子连接车载蓄电池706的正极端子，每一个桥臂的负输出端子连接车载蓄电池706的负极端子，每一个桥臂的桥臂中点分别连接变压器708的副边绕组的端子。副边桥臂的正输入端子和负输入端子还可以经过车载电磁干扰emi滤波器705的过滤后连接到车载蓄电池706。车载蓄电池706包括但不限于车载电池。另外，副边桥臂与车载电磁干扰emi滤波器705之间还可连接电容c4和电感l3(或c5和l4)、共模电感、电容c6构成的滤波电路

谐振槽707的数量为至少两个，分别串联在变压器708的原边绕组和原边桥臂中的至少一个桥臂的桥臂中点之间，以及在变压器708的副边绕组和副边桥臂中的至少一个桥臂的桥臂中点之间。

为了实现双向工作，原副桥臂都使用有源开关管。本实施例采用了两个双向谐振软开关dc/dc模块703并联的结构，可以使用容量相对较小的开关管。为了实现对等的双向工作特性，双向谐振软开关dc/dc模块703的谐振腔为lc串联谐振结构。

由于使用了全桥线路，需要考虑全桥线路交流输出中存在直流分量导致变压器708饱和的问题，因此在变压器708的原副两边都安排有谐振电容，总的谐振电容为二者的串联，由此确保了变压器708在任何一个工作方向都具备直流隔离电容。原边侧的谐振电容串联在原边桥臂中的一桥臂的桥臂中点和变压器708的原边绕组之间，副边侧的谐振电容串联在副边桥臂中的一桥臂的桥臂中点和变压器708的副边绕组之间。其中，pgnd是电源地，sgnd是信号地。

以下针对无继电器的冲击电流抑制模块在车载双向充电机中的应用及其控制方式进行详细阐述。

本公开实施例中的无继电器冲击电流抑制模块特别适用于车载双向充电机。由于车载应用中涉及到频繁的震动，而常用的继电器为机械结构，在历经长期的震动之后会出现机械疲劳，不利于产品寿命。特别是功率等级较高的继电器，触头结构比较重，更容易发生机械损坏。而特殊结构的接触器则通常体积较大，在结构紧凑的车载充电机中难以布置，成本也较高。同时，由于车载充电机的ac端应用环境存在大量的不确定性，甚至出现“二次冲击电流”，因此也需要在直流母线电压低的情况下提供特殊的保护，以提高车载充电机的可靠性。

所以，使用无继电器的冲击电流抑制模块是比较经济可靠的选择。常用的无继电器冲击电流抑制电路使用晶闸管作为限流措施，但由于双向工作的需求，必须使用无桥结构，因此晶闸管的方式在此并不合适。

为此，本公开实施例提出一种应用于车载双向充电机的无继电器冲击电流抑制模块。图8示出根据本公开实施例的冲击电流抑制模块801的示例性电路结构。

该模块801布置于由开关管q11-q14构成的开关交流电源为直流母线电容c1充电的充电回路中，在需要时提供抑制冲击电流的阻抗。该冲击电流抑制模块801由冲击电流抑制器r1和旁路受控开关q2构成，旁路受控开关q2与冲击电流抑制器r1并联。冲击电流抑制器r1一般选择冲击电流抑制阻抗。

同时，为了方便以最低代价进行母线电压检测，在本实施例中，冲击电流抑制阻抗r1为正温度系数(ptc)电阻，而旁路受控开关q2为晶体管，特别是低导通阻抗mosfet。由此二者构成的冲击电流抑制模块801一端与母线电容c1的负端串联，一端连接到负直流母线bus-，而母线电容c1的正端连接到正直流母线bus+。采用mosfet的好处在于：充电过程中，当交流电压低于母线电压时，开关全桥中的二极管承受反向电压，阻断直流母线与ac的连接。而母线电容经过mosfet的反并二极管向并联于正直流母线和负直流母线的阻抗(例如采样电阻等)放电，此时的母线电压等于母线电容两端的电压，因此可以仅仅通过一套电压检测线路对母线电容的电压以及整个直流母线的电压进行检测。在一实施例中，将ac电压的过零时刻所得的母线电压作为电容电压，如图9所示。在图9示出的母线电容c1的充电过程中的母线电压的组成以及母线电压与ac电压关系示意图中，vac为从pfc-逆变模块获取的ac输入的ac电压，母线电压包括vr1和vc1两部分的和，其中vr1为冲击电流抑制阻抗r1两端的电压，而vc1为母线电容两端的电压。

无继电器冲击电流抑制模块801在去除了继电器之后，可以提高车载双向充电机的机械可靠性，而无需担心继电器的触头弹片老化问题。同时，开关管q2的开关速度远快于继电器。

根据本公开的实施例，利用开关管q2开关速度快的特性，进一步提出一种用于控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块801的方法，能够在电网环境复杂的情况下为车载双向充电机提供“二次冲击电流”保护。

通常来说，电网电压的波动范围在正负10％的范围内。但由于电网的工作情况复杂，特别在容量相对较小的电网中，容易出现电压波动迅速且幅值较大的情况。特别是对于新能源车辆，特别是纯电动汽车的应用，甚至可能存在几乎等功率级别的车对车充电的情况，此时就需要对ac电力的变化提供更充分的保护。当ac电压突然变小时，需要控制住ac电流大小，避免电流过大出现保护。而ac电压突然变大时，则需要根据母线电容的充电情况进行相应控制。例如，当母线电容被动充电结束时，母线电压等于ac电压的峰值，如果此时冲击电流抑制阻抗被旁路，却出现ac电压突增的情况，则在接下来连续几个工频周期中都可能出现无限值抑制的冲击电流，在本公开中称之为“二次冲击电流”。这种情况下就会出现整流二极管承受长时间高电流的工况，可能损坏器件。

根据本公开的实施例，利用mosfet动作迅速的特点，提出了在电网电压vac稳定时的冲击电流抑制模块的工作时序，如图10所示。其中最上面的曲线为ac电压vac的轮廓或包络，iac为ac电流，vbus为母线电压，最下面的曲线为受控开关q2的驱动电位，当高电位时q2导通，低电位时q2关断。

在t1时刻到t2时刻阶段，当ac电压vac稳定时，其峰值也是稳定的，此时，车载双向充电机接收交流电力并且通过冲击电流抑制器r1对总线电容c1进行限流充电。在该充电期间，受控开关q2处于关断状态，冲击电流抑制阻抗r1接入充电回路。在t2时刻充电结束，母线电压vbus逐渐接近ac电压峰值直至等于ac电压峰值，利用图9所示的方式进行检测，可以判断母线电压vbus与ac电压vac的关系。在t3时刻冲击电流抑制模块的旁路受控开关q2导通，在t4时刻pfc-逆变模块开始通过第一ac电流保护限值的恒流对母线电容c1充电，母线电容c1的电压，此时相当于母线电压vbus，逐步提升。当t5时刻母线电容c1的电压vbus接近设定的闭环电压时，提高该第一ac电流保护限值到更高的正常工作限值，即大于第一ac电流保护限值的一设定充电电流，pfc-逆变模块中的pfc电压环开始工作，控制母线电容c1的电压vbus最终达到设定电压。

当遇到ac电压vac突增情况时，如果冲击电流抑制模块的旁路受控开关q2导通，且母线电容电压vc1低于突增之后的ac电压vac的峰值时，会出现如图11所示的情况，ac电源几乎以无限大的电流对母线电容c1进行充电，导致极高电流，可能损坏器件。

根据本公开的实施例，对于ac电压vac突增的情况，引入如图12所示的特殊保护控制方式。图12中的t1时刻至t5时刻的控制时序与图10中所示的控制时序类似。在t1时刻到t2时刻阶段，仍然是ac电源经过冲击电流抑制模块对母线电容c1充电，t2时刻结束。从此刻开始到母线电容电压vc1达到最终电压期间，引入一个限值略大于pfc-逆变模块进行恒流充电的第一ac电流保护限值的第二ac电流保护限值，一旦ac输入的电流超过第二ac电流保护限值，则立即关断冲击电流抑制阻抗r1的旁路受控开关q2，以应对可能出现的ac电压vac突增造成的器件损坏。例如，在t5时刻突然出现ac电压vac上升，但此时母线电容电压vc1仅比之前的ac电压峰值略高，则此时ac电压的峰值超过母线电容电压，出现ac电源经过整流二极管对母线电容c1无限流充电，ac电流iac很快上升(参见图11中的iac)，到t6时刻触发ac过流保护，于是旁路受控开关q2立刻关断。由于电感具有储能功能，而直流母线的阻抗突然增高，则母线电压vbus会突增。因此，第二ac电流保护限值应依据车载双向充电机的母线可以承受的母线电压而定，即流过冲击电流抑制模块的第二ac电流保护限值所产生的电压突增低于直流母线所能承受的电压，再由此第二ac电流保护限值确定pfc-逆变模块的恒流充电电流iac。

在图12中，当旁路受控开关q2闭合之后，在t6时刻到t7时刻阶段，ac电源经过限流对母线电容充电，t7时刻充电结束。于是pfc-逆变模块再次进入正常工作逻辑，在t8时刻闭合旁路受控开关q2，在t11时刻母线电容电压达到指令电压。而t12时刻如果再次出现ac电流突增，只要其增幅在规定范围之内，则可以确定ac电压vac的峰值电压低于母线电压vbus，不会引发任何过流，不需要做任何处理。在t8时刻至t12时刻的控制时序类似图10中的t2时刻至t6时刻的控制时序。通常来讲，在t12时刻之后，即便突然出现高于母线电压的情况，通常也难以长时间维持，难以对充电模块造成损坏。此时即便触发ac电流过流，也无需关断旁路受控开关管q2。

综上，根据本公开的实施例，本公开还提出一种用于控制车载双向充电机的冲击电流抑制模块的方法，参见图13，包括如下步骤：

s1310：车载双向充电机接收ac输入并且通过冲击电流抑制器对母线电容进行限流充电，在该充电期间受控开关处于关断状态；

s1320：当母线电压接近ac电压峰值时，导通受控开关；

s1330：pfc-逆变器模块基于第一ac电流保护限值对母线电容进行恒流充电；

s1340：当母线电压接近设定电压时，提高第一ac电流保护限值到正常工作限值，即大于第一ac电流保护限值的一设定充电电流，将母线电容充电至设定电压。

参见图14所述的实施例，步骤s1330进一步包括如下步骤：

s1332：当ac输入的电压的峰值在恒流充电的过程中超过母线电容电压时，判断ac输入的电流是否超过第二ac电流保护限值；

s1334：当ac输入的电流超过第二ac电流保护限值时，关断受控开关，通过所述冲击电流抑制器对母线电容进行限流充电；

s1336：当母线电压再次接近或者高于ac电压峰值时，再次导通受控开关，基于第一ac过流保护限值对母线电容再次进行限流充电。

根据本公开的实施例，如图15所示，在步骤s1340后，上述方法还包括步骤：

s1350：当ac输入的电压增加时，仍然导通受控开关。

图16示出如上所述的在电网电压稳定和波动时的冲击电流抑制模块的工作时序的对应逻辑框图。

其中vac为从pfc-逆变模块获取的ac输入的ac电压，iac为ac电流，vbus为母线电压，vcap为母线电容电压，vpk为ac输入的峰值电压，vinst为母线电容的设定电压。其中，信号流向如图中所示，各步骤或动作请参考前面的相关描述。

图17则示出如上所述的在电网电压稳定和波动时的冲击电流抑制模块的工作时序的对应控制框图。

其中，v_tol为设计者定义的电压比较值的增加容限(相当于判断电压是否出现突增)；

1.2*vac_norm_pk为正常运行ac电压的峰值的1.2倍，此处取20％阈值，还可以取其它阈值，当判断是否进行ac过流保护时，需要先监测ac电压是否超过阈值，再监测ac电流是否超过稍大于先前的第一ac电流保护限值的第二ac电流保护限值。对于ac输入，可以比较上一周期该时刻的电压/电流瞬时值或平均值；

state_1为逻辑控制部分的状态，当其为真时，使iac正常运行峰值与二次冲击保护的输出值进行比较；

state_2为ocp(过流保护)保护状态，当为真时，驱动mosfet到关断状态并且关闭pfc；

state_3为mosfet状态，当为真时，启动在母线电压vbus和母线电压的设定电压值的比较；

sys_en为来自系统的使能信号。

其中，信号流向如图中所示，各步骤或动作请参考前面的相关描述。

通过采用本公开提出的冲击电流抑制电路、具有该冲击电流抑制电路的车载双向充电机以及控制方法，采用充电和逆变电路完全复用的方式，提高充电和逆变的功率密度和电路效率，实现包括降低emi电磁干扰和降低开关干扰信号的隔离功能，同时还可以实现更方便的升降压功能，延长器件使用寿命和性能，降低成本，减少设备体积。特别是本公开的方案能够在电网环境复杂的情况下为车载双向充电机提供“二次冲击电流”保护。

本公开已由上述相关实施例加以描述，然而上述实施例仅为实施本公开的范例。必需指出的是，已揭露的实施例并未限制本公开的范围。相反，在不脱离本公开的精神和范围内所作的变动与润饰，均属本公开的专利保护范围。