本发明涉及一种配电终端后备电源系统，尤其涉及一种ftu配电终端超级电容后备电源系统。
背景技术：
随着我国配网自动化改造的推广和深入，智能馈线终端（ftu）应用十分广泛。为保证ftu配变终端在交流失电状态下仍能完成相关数据采集和上传、指令接受、开关操作等功能，必须使用不间断后备电源。时至今日，铅酸蓄电池仍是ftu配电终端后备电源系统的首选和主流。然而，它的很多缺点和不足也给配网自动化改造带来诸多困扰，主要体现在如下几点：
1）使用寿命短。尽管很多铅酸蓄电池标称寿命在6年以上，但在实际应用过程中，往往在使用2～3年后就需要进行更换。
2）维护工作繁重。铅酸蓄电池需要定期进行活化，且活化时间较长。除此之外，批量应用中部分失效电池还需不定时不定点进行更换，加之达到使用寿命后的全面更换，十分耗费人力和物力。
3）环境适应性差。特别是在我国北方广大严寒地区，铅酸蓄电池在低温环境下特性大幅衰减，难以达到设计和使用需求。
近些年，已有不少ftu配电终端设计和生产企业采用超级电容器作为其后备电源，以克服铅酸蓄电池的诸多不足，但整体来看，超级电容后备电源仍然局限于小范围使用，并未得到大面积推广。究其原因，主要如下：
1）后备时间短。同体积重量的超级电容器，储存的能量仅为铅酸蓄电池的1/5～1/4，为此，当前超级电容后备电源的后备时间多为15min，远小于铅酸蓄电池的2h。
2）系统造价高。早期超级电容器价格偏高，且需要特制的充放电管理模块，系统综合成本居高不下。当前，尽管超级电容及其配套电源管理模块技术均已成熟，总体成本明显下降，但与铅酸蓄电池后备时间相当的系统造价仍然较高。
3）稳定性欠佳。受低品质超级电容器冲击、充放电管理模块设计不当、集成商迫于成本压力减配等因素综合影响，ftu配电终端超级电容后备电源系统总体稳定性仍然欠佳，给最终用户构成一定不良影响。
技术实现要素：
为了解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于提供一种ftu配电终端超级电容后备电源系统，能大幅缩减超级电容后备电源的改造成本，又能充分保障系统运行的稳定性。
为达到上述目的，本发明所采用的技术手段是：一种ftu配电终端超级电容后备电源系统，保持ftu配电终端原有电池后备电源系统总体线路和安装方式不变，将一种与原电池特性相当，体积与原电池一致且外部接口与原电池一致的集成式超级电容模组直接替换原电池进行安装。
进一步的，所述集成式超级电容模组满足：一、以超级电容单体相匹配控制模组的整体外观和尺寸，使之与铅酸蓄电池接近一致，以兼容原有电池盒，便于直接替换；二、模组整体储存能量与铅酸蓄电池处于同一量级或相当，以保障后备时间无减损。
进一步的，所述与原电池特性相当是指：集成式超级电容模组输出接口与铅酸蓄电池完全一致，系统线路和接线方法不变，对原有电池系统充放电管理电源模块进行充电特性匹配和放电特性匹配，所述充电特性匹配和放电特性匹配是指构建充电控制电路、放电控制电路和充放电自动切换控制电路，实现超级电容模组与铅酸蓄电池的互换。
更进一步的，所述充电控制电路包括连接正极端子bat+的电阻r1、r2、r12、电容c3的一端以及p-mos管q1的s端，电阻r1的另一端连接电容c1、c2的正极和p-mos管q1的d端，电容c3、电阻r2的另一端，以及电阻r3的一端连接p-mos管q1的g端，电阻r3的另一端接三极管q2的c极，电容c1、c2的负极、三极管q2的e极，三极管q3的e极接负极端子bat-和地，p-mos管q1的d端连接电阻r4、r13、r20、电容c5的一端以及p-mos管q5的s端，电阻r12与电阻r15、r16、r17串联，电阻r17另一端接地，电阻r12连接电容c4、电压基准源u2的阴极、电阻r18、r25，电阻r19一端连接电阻r18，另一端接地，电容c4的另一端接地，电压基准源u2的参考端连接电阻r19和电阻r18的连接点，电压基准源u2的阳极接地，电阻r4的另一端连接三极管q3、q4的c极，和二极管d1的正极，二极管d1的负极连接三极管q2的b极，二极管d1的正极连接控制端子ctrl，三极管q3的b极连接二极管d4的正极和二极管d5的负极，二极管d4的负极连接运算放大器u1b的输出端，并通过电阻r8连接二极管d5的正极，通过电阻r6连接vcc端子，三极管q4的b极连接二极管d2的正极和二极管d3的负极，二极管d2的负极连接运算放大器u1a的输出端，并通过电阻r7连接二极管d3的正极，通过电阻r5连接vcc端子，运算放大器u1a的反相端通过电阻r9连接电阻r15和电阻r16的连接点，运算放大器u1b的正相端通过电阻r11连接电阻r16和电阻r17的连接点，运算放大器u1a的正相端和运算放大器u1b的反相端通过电阻r10连接电阻r13的另一端，并通过电阻r14接地，电容c5、电阻r20的另一端连接电阻r21的一端和p-mos管q5的g端，p-mos管q5的d端连接dc+端子，三极管q6的c极接电阻r21的另一端，三极管q6的e极接地，三极管q6的b极连接稳压管zd1的正极，zd1的负极连接电阻r28、r24，电容c6的一端和二极管d7的负极，电阻r28的另一端连接控制端子ctrl，电容c6另一端接地，电阻r24的另一端接二极管d6的正极，二极管d7的正极连接电阻r23，电阻r23的另一端连接二极管d6的负极，电阻r22的一端以及运算放大器u1c的输出端，电阻r22另一端接vcc端子，运算放大器u1c的正相端接电阻r26，反相端接电阻r27，电阻r27的另一端接dc-端子，并通过电阻r29接地，电阻r26另一端电阻r25的另一端，电容c7的一端和电压基准源u3的阴极和参考端，电容c7的另一端和电压基准源u3的阳极接地。
更进一步的，所述充电控制电路至少满足：一、预充功能，在正极端子bat+和负极端子bat-正确连通上电后，通过电阻r1给缓冲电解电容c1、c2充电，通过电阻r1的取值，限制最大预充电流低于ir，使电池管理电源模块工作在（vr，vmax）区间内，其中ir是电池管理电源模块额定充电电流，vr是电池管理电源模块额定充电电压,vmax是电池管理电源模块截止充电电压；
二、随着缓冲电解电容c1、c2的充电，其端电压逐步上升，当电阻r13和电阻r14构成的分压采样电阻，检测到其端电压达到（vr，vmax）内时，运算放大器u1a和u1b均输出低电平，进而三极管q3和q4截止，三极管q2经电阻r4、二极管d1驱动而导通，p-mos管q1的源极和栅极之间施加正电压导通，将正极端子bat+和负极端子bat-与缓冲电解电容c1、c2直接接通，缓冲电解电容c1、c2迅速充电至电池管理电源模块截止充电电压vmax；与此同时，电容c6通过电阻r4、r28开始充电，直至电容c6上端电压超过稳压管zd1标称电压，三极管q6延时导通，p-mos管q5延时导通，正极端子bat+和负极端子bat-经缓冲电解电容c1、c2给端子dc+，dc-供电，端子dc+，dc-外接dc/dc电源模块，直接给超级电容模组充电，充电回路延时导通预留缓冲电解电容c1、c2从vr充电至vmax的时间窗口。
更进一步的，所述超级电容模组在充电过程中，从0至vr1阶段恒流充电，充电功率逐步上升，缓冲电解电容c1、c2端电压随着超级电容模组端电压的升高而由vmax减小为vr，同时缓冲电解电容c1、c2输入预充电流从0开始逐步增加至ir；当模组端电压达到vr1后，缓冲电解电容c1、c2端电压再次由vr增加到vmax，同时输入预充电流从ir开始逐步减小至接近0，超出稳定区间保护机制，在充电过程中，若电池管理电源模块工作异常，则立即切断充电回路；当缓冲电解电容c1、c2端电压不足vr或者超出vmax时，u1a或u1b输出高电平，驱动q4或q3导通，进而q2截止，q1关断；同时c6延时放电，q6截止，q5关断，切断预充回路和模组充电回路；模组充电过程中，通过接在负极上的电流采样电阻r29实时采集外接超级电容专用dc/dc充电模块的输入电流idcin，当idcin超出ir×η时,u1c输出低电平对c6开始放电，进而q6截止，q5关断，切断充电回路，其中，η为dc/dc电源模块效率。
更进一步的，所述放电控制电路包括连接正极端子bat+的二极管d1a、d2a的负极，dc/dc电源模块m1a的正极输出端接d2a的正极，dc/dc电源模块m1a的负极输出端和负极输入端接地，dc/dc电源模块m1a的正极输入端接p-mos管q2a的d端，二极管d1a的正极接p-mos管q1a的d端，p-mos管q1a的g端接电阻r3a、r1a，电容c1a，以及稳压管zd1a的正极，电阻r1a，电容c1a的另一端，以及稳压管zd1a的负极接p-mos管q1a的s端，电阻r3a的另一端接三极管q3a的c极，三极管q3a的e极接地，负极端子bat-和端子scm-接地，三极管q3a的b极接二极管d3a的负极，二极管d3a的正极接三极管q5a的c极和电阻r5a的一端，三极管q5a的e极接地，三极管q5a的b极接电容c3a和电阻r7a，电容c3a的另一端接地，电阻r7a的另一端接电阻r6a的一端和稳压管zd3a的正极，电阻r6a的另一端连接三极管q4a的b极和电容c4a的一端以及lock端子，电容c4a的另一端接地，三极管q4a的c极接电阻r4a，电阻r4a的另一端接p-mos管q2a的g端、电阻r2a、电容c2a的一端，以及稳压管zd2a的正极，电阻r2a、电容c2a的另一端，以及稳压管zd2a的负极连接p-mos管q2a的s端，scm+端子连接电阻r8a、r10a、r12a、r13a的一端，电阻r5a的另一端，以及p-mos管q1a和q2a的s端，电阻r8a接稳压管zd3a的负极和电压基准源u1a的阴极，电压基准源u1a的阳极接地，参考端接电阻r9a，电阻r9a的另一端接电阻r10a的另一端和电阻r11a、电容c5a的一端，电阻r11a、电容c5a的另一端接地，三极管q6a和q7a的e极接地，三极管q6a的c极接lock端子，三极管q6a的b极接电阻r14a，三级管q7a的b极接电阻r15a，c极接电阻r17a，电阻r14a、r15a的另一端共点并连接稳压二极管zd4a的正极，稳压二极管zd4a的负极连接电阻r13a的另一端和电压基准源u2a的阴极，电压基准源u2a的参考端连接电阻r18a，电阻r18a的另一端连接电阻r17a、r12a的另一端，以及电阻r16a和电容c16a的一端，电压基准源u2a的阳极、电阻r16a和电容c16a的另一端接地。
更进一步的，所述放电控制电路根据超级电容模组电压区间自主选择放电通道，电路中共设置三个电压节点vscmax、vscmid、vscmin，其中：vscmax=vr=vmax，vscmid=vmin，
电路中采用两个基准电压比较器u1a和u2a，其中，电阻r10a、r11a和电容c5a构成超级电容模组分压电压取样网络，与基准电压比较器u1a基准电压进行比较，对应电压节点vscmid；电阻r12a、r16a和电容c6a同样构成模组分压电压取样网络，与电压基准源u2a基准电压进行比较，对应电压节点vscmid；
当vscmid＜vsc＜vscmax时，电压基准源u1a和u2a均输出低电平，三极管q6a、q4a和q5a均处于截止状态，三极管q3a经电阻r5a、二极管d3a驱动导通，p-mos管q1a源极和栅极之间施加正电压而导通，超级电容模组通过p-mos管q1a、二极管d1a构成的通路直接进行放电；
当vscmin＜vsc＜vscmid时，电压基准源u1a输出高电平，电压基准源u2a保持输出低电平，三极管q6a处于截止状态，三极管q4a经电阻r8a、稳压管zd3a、电阻r6a驱动导通，p-mos管q2a源极和栅极之间施加正电压而导通，同时，三极管q5a经电阻r8a、稳压管zd3a、电阻r7a驱动而导通，三极管q3a截止，p-mos管q1a源极和栅极之间电容放电为0v，将q1a关断，超级电容模组通过三极管q2a和宽输入范围dc/dc电源模块m1a构成的通路进行放电；
当vsc＜vscmin时，电压基准源u1a输出电平保持不变，p-mos管q1a继续保持断开，电压基准源u2a输出切换为高电平，三极管q6a经电阻r13a、稳压管zd4a和电阻r14a驱动导通，三极管q4a基极电容c4a放电至0v，三极管q4a截止，p-mos管q2a源极和栅极之间电容放电为0v，将q2a关断，p-mos管q1a和q2a均处于关断状态，超级电容模组放电回路全部切断，停止对外放电。
更进一步的，所述充放电自动切换控制电路包括连接正极端子bat+的电阻r1b、r9b、r10b、r18b和电容c2b、c3b的一端，电阻r1b的另一端连接电阻r2b、r3b、r4b，电阻r2b的另一端接负极端子bat-和地，电阻r3b的另一端接三极管q1b的c极，三极管q1b的e极接地，三极管q1b的b极接电阻r8b和二极管d1b的负极，二极管d1b的正极连接电容c1b和电阻r7b，电容c1b的另一端接地，电阻r7b的另一端接稳压二极管zd1b的正极，电阻r4b的另一端接运算放大器u1ba的反相端，电阻r5b一端接端子vref，另一端接运算放大器u1ba的正相端，运算放大器u1ba的输出端接稳压二极管zd1b的负极和电阻r6b、r13b，电阻r6b的另一端接vcc端子，电阻r13b连接三极管q3b的b极，电容c2b的另一端接电阻r12b、r14b，电阻r14b的另一端接地，电阻r12b的另一端连接二极管d2b的正极，三极管q3b的c极接二极管d2b、d3b的负极和三极管q4b的b极，三极管q3b、q4b的e极接地，二极管d3b的正极接三极管q2b的c极，电阻r9b的另一端接三极管q2b的e极，三极管q2b的b极接电阻r11b，电阻r10b的另一端接电阻r11b和电容c3b的另一端，以及三极管q4b的c极，电阻r15b的一端，电阻r15b的另一端连接电阻r16b、电容c4b、二极管d4b，电阻r16b的另一端连接稳压二极管zd2b的正极，稳压二极管zd2b的负极接sel端子，二极管d4b的负极接三极管q5b的b极和电阻r17b的一端，电容c4b和电阻r17b的另一端接地，三极管q5b的c极接电阻r19b，e极接地，电阻r19b接电阻r18b的另一端和电阻r20b、r21b的一端，电阻r20b的另一端接地，电阻r21b的另一端接运算放大器u1bb的反相端，运算放大器u1bb的正相端接电阻r22b的一端，电阻r22b的另一端接电容c5b、电压基准源u2b的阴极、电阻r24b，电容c5b的另一端接地，电压基准源u2b的参考端接vref端子和电阻r24b，电阻r24b的另一端接vcc端子，电压基准源u2b的阳极接地，运算放大器u1bb的输出端接sel端子和电阻r23b，电阻r23b的另一端接vcc端子。
更进一步的，所述充放电自动切换控制电路的工作原理是：
初次上电后，铅酸蓄电池管理电源模块输出正常，正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速上升到vscmax，此时，电阻r1b和r2b分压取样电压高于基准电压vref，运算放大器u1ba输出低电平，进而三极管q1b截止，同时，三极管q3b截止，电容c2b经两条支路进行充电，其中一条由电阻r12b、二极管d2b及三极管q4b基射极构成，另一条则由电阻r14b构成，驱动三极管q4b导通，三极管q4b导通后，三极管q2b发射极和基极建立驱动电流，进而通过电阻r9b、三极管q2b、二极管d3b增强三极管q4b基极电流，进而三极管q5b截止，电阻r18b和r20b分压取样电压高于基准电压vref，运算放大器u1bb电压比较输出低电平，驱动充电回路导通；
充电切换为放电时，当超级电容模组处于充电过程中时，正极端子bat+，负极端子bat-端口电压持续保持在vscmax，一旦交流失电，电池管理电源模块输出快速跌落，即正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速跌落，当正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速跌落时，电阻r1b和r2b分压取样电压迅速低于基准电压vref，运算放大器u1ba电压比较输出电平翻转变为高电平，该高电平通过稳压二极管zd1b、电阻r7b、二极管d1b驱动三极管q1b导通，将取样电压进一步拉低，运算放大器u1ba输出锁定高电平保持不变，该高电平通过电阻r13b驱动三极管q3b导通，进而三极管q4b基极电流消失，三极管q4b截止，三极管q2b跟随截止，三极管q4b输出翻转并锁定在高电平，三极管q4b锁定在截止状态，三极管q5b经电阻r10b、r15b和二极管d4b驱动而导通，进而电阻r19b使电阻r18b和r20b构成分压取样网络，将取样电压进一步拉低，运算放大器u1bb输出电平翻转为高电平，该高电平进一步通过稳压二极管zd2b、电阻r16b和二极管d4b增强三极管q5b基极电流，使三极管q5b保持导通，进而运算放大器u1bb输出锁定在高电平，驱动放电回路导通；
放电切换为充电时，当交流恢复正常后，正极端子bat+，负极端子bat-端口快速恢复到vscmax，当电阻r1b、r2b、r3b和三极管q1b导通构成的分压取样网络检测到端口电压达到vscmax时，运算放大器u1ba输出电平翻转变为低电平，进而三极管q1b截止，取样电压进一步升高，运算放大器u1ba输出锁定在低电平，运算放大器u1ba输出低电平后，三极管q3b截止，电容c2b补充放电输出电压与vscmax差额电压进行充电，进而驱动三极管q4b导通，通过三极管q2b反馈补偿基极驱动电流锁定在导通状态，进而三极管q5b截止，取样电压进一步升高，运算放大器u1bb输出锁定在低电平,由放电状态切换到充电状态。
本发明的有益效果是：集成式超级电容模组以超级电容单体相匹配，控制模组的整体外观和尺寸，使之与铅酸蓄电池接近一致，以兼容原有电池盒，方便直接进行替换；以充电控制电路、放电控制电路、充放电自动切换控制电路保持ftu配电终端原有电池后备电源系统总体线路和安装方式不变，可顺利实现超级电容模组与原有铅酸蓄电池的直接替换，既可以实现系统性能提升，又能最大限度节省人力和物力成本；通过储能器件的更换，大幅提升了ftu配电终端后备电源系统的可靠性和稳定性，解决了现有铅酸蓄电池系统的诸多不足。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的阐述。
图1为本发明充电控制回路电路原理图；
图2为本发明超级电容器两阶段充电特性曲线示意图；
图3为本发明放电控制回路电路原理图；
图4为本发明铅酸蓄电池和超级电容恒流放电特性对比示意图；
图5为本发明充放电自动切换控制电路原理图；
图6为本发明充放电过程曲线示意图。
具体实施方式
实施例1
一种ftu配电终端超级电容后备电源系统，保持ftu配电终端原有电池后备电源系统总体线路和安装方式不变，将一种与原电池特性相当，体积与原电池一致且外部接口与原电池一致的集成式超级电容模组直接替换原电池进行安装。
所述集成式超级电容模组满足：一、以超级电容单体相匹配控制模组的整体外观和尺寸，使之与铅酸蓄电池接近一致，以兼容原有电池盒，便于直接替换；二、模组整体储存能量与铅酸蓄电池处于同一量级或相当，以保障后备时间无减损。
所述与原电池特性相当是指：集成式超级电容模组输出接口与铅酸蓄电池完全一致，系统线路和接线方法不变，对原有电池系统充放电管理电源模块进行充电特性匹配和放电特性匹配，所述充电特性匹配和放电特性匹配是指构建充电控制电路、放电控制电路和充放电自动切换控制电路，实现超级电容模组与铅酸蓄电池的互换。
实施例2
作为实施例1的一种具体方式，如图1、2所示，所述充电控制电路包括连接正极端子bat+的电阻r1、r2、r12、电容c3的一端以及p-mos管q1的s端，电阻r1的另一端连接电容c1、c2的正极和p-mos管q1的d端，电容c3、电阻r2的另一端，以及电阻r3的一端连接p-mos管q1的g端，电阻r3的另一端接三极管q2的c极，电容c1、c2的负极、三极管q2的e极，三极管q3的e极接负极端子bat-和地，p-mos管q1的d端连接电阻r4、r13、r20、电容c5的一端以及p-mos管q5的s端，电阻r12与电阻r15、r16、r17串联，电阻r17另一端接地，电阻r12连接电容c4、电压基准源u2的阴极、电阻r18、r25，电阻r19一端连接电阻r18，另一端接地，电容c4的另一端接地，电压基准源u2的参考端连接电阻r19和电阻r18的连接点，电压基准源u2的阳极接地，电阻r4的另一端连接三极管q3、q4的c极，和二极管d1的正极，二极管d1的负极连接三极管q2的b极，二极管d1的正极连接控制端子ctrl，三极管q3的b极连接二极管d4的正极和二极管d5的负极，二极管d4的负极连接运算放大器u1b的输出端，并通过电阻r8连接二极管d5的正极，通过电阻r6连接vcc端子，三极管q4的b极连接二极管d2的正极和二极管d3的负极，二极管d2的负极连接运算放大器u1a的输出端，并通过电阻r7连接二极管d3的正极，通过电阻r5连接vcc端子，运算放大器u1a的反相端通过电阻r9连接电阻r15和电阻r16的连接点，运算放大器u1b的正相端通过电阻r11连接电阻r16和电阻r17的连接点，运算放大器u1a的正相端和运算放大器u1b的反相端通过电阻r10连接电阻r13的另一端，并通过电阻r14接地，电容c5、电阻r20的另一端连接电阻r21的一端和p-mos管q5的g端，p-mos管q5的d端连接dc+端子，三极管q6的c极接电阻r21的另一端，三极管q6的e极接地，三极管q6的b极连接稳压管zd1的正极，zd1的负极连接电阻r28、r24，电容c6的一端和二极管d7的负极，电阻r28的另一端连接控制端子ctrl，电容c6另一端接地，电阻r24的另一端接二极管d6的正极，二极管d7的正极连接电阻r23，电阻r23的另一端连接二极管d6的负极，电阻r22的一端以及运算放大器u1c的输出端，电阻r22另一端接vcc端子，运算放大器u1c的正相端接电阻r26，反相端接电阻r27，电阻r27的另一端接dc-端子，并通过电阻r29接地，电阻r26另一端电阻r25的另一端，电容c7的一端和电压基准源u3的阴极和参考端，电容c7的另一端和电压基准源u3的阳极接地。
所述充电控制电路至少满足：一、预充功能，在正极端子bat+和负极端子bat-正确连通上电后，通过电阻r1给缓冲电解电容c1、c2充电，通过电阻r1的取值，限制最大预充电流低于ir，使电池管理电源模块工作在（vr，vmax）区间内，其中ir是电池管理电源模块额定充电电流，vr是电池管理电源模块额定充电电压,vmax是电池管理电源模块截止充电电压；
二、随着缓冲电解电容c1、c2的充电，其端电压逐步上升，当电阻r13和电阻r14构成的分压采样电阻，检测到其端电压达到（vr，vmax）内时，运算放大器u1a和u1b均输出低电平，进而三极管q3和q4截止，三极管q2经电阻r4、二极管d1驱动而导通，p-mos管q1的源极和栅极之间施加正电压导通，将正极端子bat+和负极端子bat-与缓冲电解电容c1、c2直接接通，缓冲电解电容c1、c2迅速充电至电池管理电源模块截止充电电压vmax；与此同时，电容c6通过电阻r4、r28开始充电，直至电容c6上端电压超过稳压管zd1标称电压，三极管q6延时导通，p-mos管q5延时导通，正极端子bat+和负极端子bat-经缓冲电解电容c1、c2给端子dc+，dc-供电，端子dc+，dc-外接dc/dc电源模块，直接给超级电容模组充电，充电回路延时导通预留缓冲电解电容c1、c2从vr充电至vmax的时间窗口。
所述超级电容模组在充电过程中，从0至vr1阶段恒流充电，充电功率逐步上升，缓冲电解电容c1、c2端电压随着超级电容模组端电压的升高而由vmax减小为vr，同时缓冲电解电容c1、c2输入预充电流从0开始逐步增加至ir；当模组端电压达到vr1后，缓冲电解电容c1、c2端电压再次由vr增加到vmax，同时输入预充电流从ir开始逐步减小至接近0，超出稳定区间保护机制，在充电过程中，若电池管理电源模块工作异常，则立即切断充电回路；当缓冲电解电容c1、c2端电压不足vr或者超出vmax时，u1a或u1b输出高电平，驱动q4或q3导通，进而q2截止，q1关断；同时c6延时放电，q6截止，q5关断，切断预充回路和模组充电回路；模组充电过程中，通过接在负极上的电流采样电阻r29实时采集外接超级电容专用dc/dc充电模块的输入电流idcin，当idcin超出ir×η时,u1c输出低电平对c6开始放电，进而q6截止，q5关断，切断充电回路，其中，η为dc/dc电源模块效率。
所述充电特性匹配是指，充电控制电路具有以下几个部分，一、缓冲电解电容预充，bat+和bat-正确连通上电后，首先通过电阻r1给缓冲电解电容c1、c2充电，通过电阻r1的取值限制最大预充电流低于ir，使电池管理电源模块工作在（vr,vmax）区间内；二、进入稳定工作区，随着缓冲电解电容c1、c2的充电，其端电压逐步上升，当电阻r13和电阻r14构成的分压采样电阻，检测到其端电压达到（vr,vmax）内时，运算放大器u1a和u1b均输出低电平，进而三极管q3和q4截止，三极管q2经电阻r4、二极管d1驱动而导通，进而p-mos管q1的源极和栅极之间施加正电压导通，将（bat+,bat-）与缓冲电解电容c1、c2直接接通，缓冲电解电容c1、c2迅速充电至电池管理电源模块截止充电电压vmax；与此同时，电容c6通过电阻r4、r28开始充电，直至电容c6上端电压超过稳压管zd1标称电压，三极管q6延时导通，p-mos管q5延时导通，（bat+,bat-）经缓冲电解电容c1、c2给（dc+,dc-）供电，（dc+,dc-）外接超级电容专用dc/dc充电模块，该充电模块符合充电特性，可直接给超级电容模组充电，而充电回路延时导通，可预留缓冲电解电容c1、c2从vr充电至vmax的时间窗口。
实施例3
作为实施例1的一种具体方式，如图3、4所示，所述放电控制电路包括连接正极端子bat+的二极管d1a、d2a的负极，dc/dc电源模块m1a的正极输出端接d2a的正极，dc/dc电源模块m1a的负极输出端和负极输入端接地，dc/dc电源模块m1a的正极输入端接p-mos管q2a的d端，二极管d1a的正极接p-mos管q1a的d端，p-mos管q1a的g端接电阻r3a、r1a，电容c1a，以及稳压管zd1a的正极，电阻r1a，电容c1a的另一端，以及稳压管zd1a的负极接p-mos管q1a的s端，电阻r3a的另一端接三极管q3a的c极，三极管q3a的e极接地，负极端子bat-和端子scm-接地，三极管q3a的b极接二极管d3a的负极，二极管d3a的正极接三极管q5a的c极和电阻r5a的一端，三极管q5a的e极接地，三极管q5a的b极接电容c3a和电阻r7a，电容c3a的另一端接地，电阻r7a的另一端接电阻r6a的一端和稳压管zd3a的正极，电阻r6a的另一端连接三极管q4a的b极和电容c4a的一端以及lock端子，电容c4a的另一端接地，三极管q4a的c极接电阻r4a，电阻r4a的另一端接p-mos管q2a的g端、电阻r2a、电容c2a的一端，以及稳压管zd2a的正极，电阻r2a、电容c2a的另一端，以及稳压管zd2a的负极连接p-mos管q2a的s端，scm+端子连接电阻r8a、r10a、r12a、r13a的一端，电阻r5a的另一端，以及p-mos管q1a和q2a的s端，电阻r8a接稳压管zd3a的负极和电压基准源u1a的阴极，电压基准源u1a的阳极接地，参考端接电阻r9a，电阻r9a的另一端接电阻r10a的另一端和电阻r11a、电容c5a的一端，电阻r11a、电容c5a的另一端接地，三极管q6a和q7a的e极接地，三极管q6a的c极接lock端子，三极管q6a的b极接电阻r14a，三级管q7a的b极接电阻r15a，c极接电阻r17a，电阻r14a、r15a的另一端共点并连接稳压二极管zd4a的正极，稳压二极管zd4a的负极连接电阻r13a的另一端和电压基准源u2a的阴极，电压基准源u2a的参考端连接电阻r18a，电阻r18a的另一端连接电阻r17a、r12a的另一端，以及电阻r16a和电容c16a的一端，电压基准源u2a的阳极、电阻r16a和电容c16a的另一端接地。
所述放电控制电路根据超级电容模组电压区间自主选择放电通道，电路中共设置三个电压节点vscmax、vscmid、vscmin，其中：vscmax=vr=vmax，vscmid=vmin，
电路中采用两个基准电压比较器u1a和u2a，其中，电阻r10a、r11a和电容c5a构成超级电容模组分压电压取样网络，与基准电压比较器u1a基准电压进行比较，对应电压节点vscmid；电阻r12a、r16a和电容c6a同样构成模组分压电压取样网络，与电压基准源u2a基准电压进行比较，对应电压节点vscmid；
当vscmid＜vsc＜vscmax时，电压基准源u1a和u2a均输出低电平，三极管q6a、q4a和q5a均处于截止状态，三极管q3a经电阻r5a、二极管d3a驱动导通，p-mos管q1a源极和栅极之间施加正电压而导通，超级电容模组通过p-mos管q1a、二极管d1a构成的通路直接进行放电；
当vscmin＜vsc＜vscmid时，电压基准源u1a输出高电平，电压基准源u2a保持输出低电平，三极管q6a处于截止状态，三极管q4a经电阻r8a、稳压管zd3a、电阻r6a驱动导通，p-mos管q2a源极和栅极之间施加正电压而导通，同时，三极管q5a经电阻r8a、稳压管zd3a、电阻r7a驱动而导通，三极管q3a截止，p-mos管q1a源极和栅极之间电容放电为0v，将q1a关断，超级电容模组通过三极管q2a和宽输入范围dc/dc电源模块m1a构成的通路进行放电；
当vsc＜vscmin时，电压基准源u1a输出电平保持不变，p-mos管q1a继续保持断开，电压基准源u2a输出切换为高电平，三极管q6a经电阻r13a、稳压管zd4a和电阻r14a驱动导通，三极管q4a基极电容c4a放电至0v，三极管q4a截止，p-mos管q2a源极和栅极之间电容放电为0v，将q2a关断，p-mos管q1a和q2a均处于关断状态，超级电容模组放电回路全部切断，停止对外放电。
所述放电特性匹配是指：放电控制回路使超级电容最终输出电压在（vmin,vmax）范围内，以便于铅酸蓄电池管理电源模块相匹配，同时，延展超级电容模组可用电压范围，最大限度提高模组电量利用率，并满足交流掉电初期高功率开关操作负载要求。
交流掉电后可支持高功率操作开关负载。通常，交流掉电后，超级电容模组电量饱和或端电压为vr（即vscmax），在（vscmax,vscmid）电压区间内，优先进行直接放电。由于超级电容模组自身具备高功率密度，可轻松完成交流掉电初期大功率操作开关动作。
超级电容模组能量利用率较高。由于选用宽输入范围dc/dc电源模块m1a，模组放电截止电压vscmin可进一步降低，随着vscmin的降低，超级电容模组放电电压区间（vscmax,vscmin）得到充分延展，可轻松将超级电容模组能量利用率提高到90%以上。
放电末端防电压抖动处理。由于超级电容自身具备电压自恢复特性，在模组放电至截止电压vscmin后切断放电回路，模组电压会由vscmin缓慢上升，致使放电回路再次开通，一旦放电回路重新开通，在带载状态下迅速将模组电压拉低，再次切断放电回路。如此往复循环，将构成超级电容放电末端输出电压将频繁抖动，不利于终端设备可靠工作。
为克服这一不良现象，当模组放电电压低于vscmin时，u2a输出高电平，q7a经r13a、zd4a、r15a驱动而导通，此时取样电阻网络下端电阻变化，相当于r16a与r17a并联，从而将取样电压进一步拉低。这样，即使模组电压开始自恢复上升，取样电压仍低于设定阈值。从而有效预防放电末端电压抖动。
实施例4
作为实施例1的一种具体方式，如图5、6所示，所述充放电自动切换控制电路包括连接正极端子bat+的电阻r1b、r9b、r10b、r18b和电容c2b、c3b的一端，电阻r1b的另一端连接电阻r2b、r3b、r4b，电阻r2b的另一端接负极端子bat-和地，电阻r3b的另一端接三极管q1b的c极，三极管q1b的e极接地，三极管q1b的b极接电阻r8b和二极管d1b的负极，二极管d1b的正极连接电容c1b和电阻r7b，电容c1b的另一端接地，电阻r7b的另一端接稳压二极管zd1b的正极，电阻r4b的另一端接运算放大器u1ba的反相端，电阻r5b一端接端子vref，另一端接运算放大器u1ba的正相端，运算放大器u1ba的输出端接稳压二极管zd1b的负极和电阻r6b、r13b，电阻r6b的另一端接vcc端子，电阻r13b连接三极管q3b的b极，电容c2b的另一端接电阻r12b、r14b，电阻r14b的另一端接地，电阻r12b的另一端连接二极管d2b的正极，三极管q3b的c极接二极管d2b、d3b的负极和三极管q4b的b极，三极管q3b、q4b的e极接地，二极管d3b的正极接三极管q2b的c极，电阻r9b的另一端接三极管q2b的e极，三极管q2b的b极接电阻r11b，电阻r10b的另一端接电阻r11b和电容c3b的另一端，以及三极管q4b的c极，电阻r15b的一端，电阻r15b的另一端连接电阻r16b、电容c4b、二极管d4b，电阻r16b的另一端连接稳压二极管zd2b的正极，稳压二极管zd2b的负极接sel端子，二极管d4b的负极接三极管q5b的b极和电阻r17b的一端，电容c4b和电阻r17b的另一端接地，三极管q5b的c极接电阻r19b，e极接地，电阻r19b接电阻r18b的另一端和电阻r20b、r21b的一端，电阻r20b的另一端接地，电阻r21b的另一端接运算放大器u1bb的反相端，运算放大器u1bb的正相端接电阻r22b的一端，电阻r22b的另一端接电容c5b、电压基准源u2b的阴极、电阻r24b，电容c5b的另一端接地，电压基准源u2b的参考端接vref端子和电阻r24b，电阻r24b的另一端接vcc端子，电压基准源u2b的阳极接地，运算放大器u1bb的输出端接sel端子和电阻r23b，电阻r23b的另一端接vcc端子。
所述充放电自动切换控制电路的工作原理是：
初次上电后，铅酸蓄电池管理电源模块输出正常，正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速上升到vscmax，此时，电阻r1b和r2b分压取样电压高于基准电压vref，运算放大器u1ba输出低电平，进而三极管q1b截止，同时，三极管q3b截止，电容c2b经两条支路进行充电，其中一条由电阻r12b、二极管d2b及三极管q4b基射极构成，另一条则由电阻r14b构成，驱动三极管q4b导通，三极管q4b导通后，三极管q2b发射极和基极建立驱动电流，进而通过电阻r9b、三极管q2b、二极管d3b增强三极管q4b基极电流，进而三极管q5b截止，电阻r18b和r20b分压取样电压高于基准电压vref，运算放大器u1bb电压比较输出低电平，驱动充电回路导通；
充电切换为放电时，当超级电容模组处于充电过程中时，正极端子bat+，负极端子bat-端口电压持续保持在vscmax，一旦交流失电，电池管理电源模块输出快速跌落，即正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速跌落，当正极端子bat+，负极端子bat-端口电压快速跌落时，电阻r1b和r2b分压取样电压迅速低于基准电压vref，运算放大器u1ba电压比较输出电平翻转变为高电平，该高电平通过稳压二极管zd1b、电阻r7b、二极管d1b驱动三极管q1b导通，将取样电压进一步拉低，运算放大器u1ba输出锁定高电平保持不变，该高电平通过电阻r13b驱动三极管q3b导通，进而三极管q4b基极电流消失，三极管q4b截止，三极管q2b跟随截止，三极管q4b输出翻转并锁定在高电平，三极管q4b锁定在截止状态，三极管q5b经电阻r10b、r15b和二极管d4b驱动而导通，进而电阻r19b使电阻r18b和r20b构成分压取样网络，将取样电压进一步拉低，运算放大器u1bb输出电平翻转为高电平，该高电平进一步通过稳压二极管zd2b、电阻r16b和二极管d4b增强三极管q5b基极电流，使三极管q5b保持导通，进而运算放大器u1bb输出锁定在高电平，驱动放电回路导通；
放电切换为充电时，当交流恢复正常后，正极端子bat+，负极端子bat-端口快速恢复到vscmax，当电阻r1b、r2b、r3b和三极管q1b导通构成的分压取样网络检测到端口电压达到vscmax时，运算放大器u1ba输出电平翻转变为低电平，进而三极管q1b截止，取样电压进一步升高，运算放大器u1ba输出锁定在低电平，运算放大器u1ba输出低电平后，三极管q3b截止，电容c2b补充放电输出电压与vscmax差额电压进行充电，进而驱动三极管q4b导通，通过三极管q2b反馈补偿基极驱动电流锁定在导通状态，进而三极管q5b截止，取样电压进一步升高，运算放大器u1bb输出锁定在低电平,由放电状态切换到充电状态。
初次上电
初次上电后，铅酸蓄电池管理电源模块输出正常，（bat+,bat-）端口电压快速上升到vscmax，此时，r1b和r2b分压取样电压高于基准电压vref，u1ba电压比较器输出低电平，进而q1b截止，r3b不影响r1b和r2b构成的分压取样网络。同时，q3b截止，c2b经两条支路进行充电，其中一条由r12b、d2b及q4b基射极构成，另一条则由r14b构成，于是驱动q4b导通。
q4b导通后，q2b发射极和基极建立驱动电流，进而通过r9b、q2b、d3b增强q4b基极电流，以替代c2b充电形成的q4b基极电流。这样，即使c2b已经充电完成，仍可保持q4b集电极输出低电平。进而q5b截止，r19b不影响r18b和r20b构成的分压取样网络。于是，r18b和r20b分压取样电压高于基准电压vref，u1bb电压比较器输出低电平，驱动充电回路导通。
充电切换为放电
当超级电容模组处于充电过程中时，（bat+,bat-）端口电压持续保持在vscmax，一旦交流失电，电池管理电源模块输出快速跌落，即（bat+,bat-）端口电压快速跌落。
当（bat+,bat-）端口电压快速跌落时，r1b和r2b分压取样电压迅速低于基准电压vref，u1ba电压比较器输出电平翻转变为高电平，该高电平通过zd1b、r7b、d1b驱动q1b导通，进而r3b影响r1b和r2b构成的分压取样网络，将取样电压进一步拉低，u1ba输出锁定高电平保持不变。该高电平通过r13b驱动q3b导通，进而q4b基极电流消失，q4b截止，q2b跟随截止，q4b输出翻转并锁定在高电平。
q4b锁定在截止状态，q5b经r10b、r15b和d4b驱动而导通，进而r19b影响影响r18b和r20b构成的分压取样网络，将取样电压进一步拉低，u1bb输出电平翻转为高电平，该高电平进一步通过zd2b、r16b和d4b增强q5b基极电流，使q5b保持导通，进而u1bb输出锁定在高电平，驱动放电回路导通。
放电切换为充电
当交流恢复正常后，（bat+,bat-）端口快速恢复到vscmax。当r1b、r2b、r3b和q1b（导通）构成的分压取样网络检测到端口电压达到vscmax时，u1ba输出电平翻转变为低电平，进而q1b截止，r3b不再影响从r1b和r2b构成的分压取样网络，取样电压进一步升高，u1ba输出锁定在低电平。
u1ba输出低电平后，q3b截止，c2b补充放电输出电压与vscmax差额电压进行充电，进而驱动q4b导通。q4b导通后，通过q2b反馈补偿基极驱动电流锁定在导通状态，进而q5b截止，r19b不再影响从r18b和r20b构成的分压取样网络，取样电压进一步升高，u1bb输出锁定在低电平,由放电状态切换到充电状态。
本领域普通技术人员可以理解：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。