一种堆叠型准Z源升压斩波电路的制作方法

本发明涉及dc/dc变换器领域，具体涉及一种堆叠型准z源升压斩波电路。

背景技术

在光伏和燃料电池等可再生能源发电系统中，需要高电压增益的dc/dc变换器来获得较高的直流电压。然而，由于开关寄生参数和耐压能力限制了传统的dc/dc升压变换器的电压增益和输出电压幅值。如电压增益为1/(1-d)(d为占空比)的boost电路，当占空比接近于1才可以获得较高的电压增益，但是开关寄生参数限制占空比调节范围；同时由于其二极管和开关的电压应力与输出电压相等，输出电压的幅值受到二极管和开关的耐压能力限制。近年来新出现的z源或准z源dc/dc变换器，电压增益高于boost电路，如电压增益为(2-2d)/(1-2d)(d为占空比)的共地的高增益z源变换器和电压增益为1/(1-4d)(d为占空比)的hybridz源dc/dc变换器。但是，以上z源和准z源的dc/dc变换器开关的电压应力均未明显降低，因此输出电压幅值依旧受到限制。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出堆叠型准z源升压斩波电路。

本发明电路中具体包括直流输入电源vin、第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、开关管、输出电容和负载。

本发明电路具体的连接方式为：直流输入电源vin正极、第一二极管的阳极、第一电容的一端连接；直流输入电源vin负极、第一电感的一端、负载的负极和输出电容的一端连接；第一电感的另一端、第二电容的一端和开关管的源极连接；第一电容的另一端、第二二极管的阳极、第二电感的一端和第三电容的一端连接；第二电容的另一端、第一二极管的阴极、第二电感的另一端和第四电容的一端连接；第三电容的另一端、第三二极管的阳极、第三电感的一端和第五电容的一端连接；第四电容的另一端、第二二极管的阴极、第三电感的另一端和第六电容的一端连接；第五电容的另一端、第四电感的一端和开关管的漏极连接；第六电容的另一端、第三二极管的阴极、第四电感的另一端和第四二极管的阳极连接；第四二极管的阴极、输出电容的另一端和负载的正极连接。

与现有技术相比，本发明电路具有的优势为：在电压增益上，相比于传统的boost变换器(其电压增益为m＝1/(1-d))、共地的高增益z源变换器(其电压增益为m＝(2-2d)/(1-2d))和hybridz源变换器(其电压增益为m＝1/(1-4d))等dc/dc变换器，具有更高的电压增益，其电压增益为m＝(2-2d)/(1-4d)；在开关电压应力上，相比于传统的boost变换器(其开关电压应力为vs＝vout)、共地的高增益z源变换器(其开关电压应力为vs＝vout-vin)和hybridz源变换器(其开关电压应力为vs＝vout)等dc/dc变换器，具有更小的开关电压应力，其电压应力为vs＝(2vout-vin)/3。当输入电压和输出电压相同时，本发明电路的开关占空比较小并且开关应力较小，并且输入输出共地，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1为一种堆叠型准z源升压斩波电路结构图。

图2为一个开关周期t主要元件的电压电流波形图。

图3a～3b为一个开关周期内电路模态图。

图4为提出的电路、boost变换器、共地的高增益z源变换器和hybridz源变换器的电压增益与占空比d的关系图。

图5为提出的电路、boost变换器、共地的高增益z源变换器和hybridz源变换器的开关电压应力与输入电压的比值vs/vin与电压增益的关系图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方案进行具体说明，但本发明的实施不限于此，需指出的是以下若有未特别详细说明之符号或过程，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。

本实例基本拓扑结构和各主要元件电压电流参考方向如图1所示。

一种堆叠型准z源升压斩波电路，其包括直流输入电源vin、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、开关管s、输出电容cout和负载。所述的直流输入电源vin正极、第一二极管d1的阳极、第一电容c1的一端连接；所述的直流输入电源vin负极、第一电感l1的一端、负载的负极和输出电容cout的一端连接；所述的第一电感l1的另一端、第二电容c2的一端和开关管s的源极连接；所述的第一电容c1的另一端、第二二极管d2的阳极、第二电感l2的一端和第三电容c3的一端连接；所述的第二电容c2的另一端、第一二极管d1的阴极、第二电感l2的另一端和第四电容c4的一端连接；所述的第三电容c3的另一端、第三二极管d3的阳极、第三电感l3的一端和第五电容c5的一端连接；所述的第四电容c4的另一端、第二二极管d2的阴极、第三电感l3的另一端和第六电容c6的一端连接；所述的第五电容c5的另一端、第四电感l4的一端和开关管s的漏极连接；所述的第六电容c6的另一端、第三二极管d3的阴极、第四电感l4的另一端和第四二极管d4的阳极连接；所述的第四二极管d4的阴极、输出电容cout的另一端和负载的正极连接。

为了分析方便，电路结构中的器件均视为理想器件。开关管s的驱动信号vgs、第一二极管d1电流id1、第二二极管d2电流id2、第三二极管d3电流id3、第四二极管d4电流id4、第一电感l1电流il1、第二电感l2电流il2、第三电感l3电流il3、第四电感l4电流il4、第一电容c1电压vc1、第二电容c2电压vc2、第三电容c3电压vc3、、第四电容c4电压vc4、、第五电容c5电压vc5、第六电容c6电压vc6、输出电容cout电压vco和输出电压vout的波形图如图2所示，具体说明如下。

在t0～t1阶段，变换器在此阶段的模态图如图3a所示，开关管s的驱动信号vgs为高电平，开关管s导通，第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3承受反向电压截止，第四二极管d4承受正向电压导通。直流输入电源vin、第一电容c1、第三电容c3和第五电容c5通过开关管s向第一电感l1充电，第二电容c2、第三电容c3和第五电容c5通过开关管s向第二电感l2充电，第二电容c2、第四电容c4和第五电容c5通过开关管s向第三电感l3充电，第二电容c2、第四电容c4和第六电容c6通过开关管s向第四电感l4充电，直流输入电源vin、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5和第六电容c6通过开关管s和第四二极管d4向输出电容cout充电和向负载供电。

在t1～t2阶段，变换器在此阶段的模态图如图3b所示，开关管s的驱动信号vgs为低电平，开关管s关断，第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3承受正向电压导通，第四二极管d4承受反向电压截止。直流输入电源vin和第一电感l1通过第一二极管d1给第二电容c2充电，第二电感l2通过第一二极管d1给第一电容c1充电，第二电感l2通过第二二极管d2给第四电容c4充电，第三电感l3通过第二二极管d2给第三电容c3充电，第三电感l3通过第三二极管d3给第六电容c6充电，第四电感l4通过第三二极管d3给第五电容c5充电，输出电容cout向负载供电。

本发明电路的电压增益计算：

由第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3和第四电感l4的电压在一个开关周期内的平均值为零，可得到下列关系式。

(vin+vc1+vc3+vc5)ton+(vin-vc2)toff＝0(1)

(vc2+vc3+vc5)ton-vc1toff＝0(2)

(vc2+vc3+vc5)ton-vc4toff＝0(3)

(vc2+vc4+vc5)ton-vc3toff＝0(4)

(vc2+vc4+vc5)ton-vc6toff＝0(5)

(vc2+vc4+vc6)ton-vc5toff＝0(6)

voutton+(vin-vc2-vc5)toff＝0(7)

联立求解式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得到输出电压vout与直流输入电压vin和开关占空比d的关系。

传统boost变换器的电压增益为1/(1-d)(d为占空比)，共地的高增益z源变换器的电压增益为(2-2d)/(1-2d)(d为占空比)，hybridz源dc/dc变换器的电压增益为1/(1-4d)(d为占空比)，本发明所提电路与boost变换器、共地的高增益z源变换器和hybridz源dc/dc变换器的稳态增益比较图如图4所示，从图4可知，在相同的条件下，本电路的电压增益最高。

本发明电路的开关管电压应力。

开关管s关断的时候，开关管电压应力vs为

vs＝vc1+vc2+vc3+vc5(9)

联立求解式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)、(7)、(8)、(9)可以得到开关管s电压应力为

传统boost变换器的开关管电压应力为vs＝vout，共地的高增益z源变换器的开关管电压应力为vs＝vout-vin，hybridz源dc/dc变换器的开关管电压应力为vs＝vout，本发明所提电路与boost变换器、共地的高增益z源变换器和hybridz源dc/dc变换器的开关管电压应力比较图如图5所示，从图5可知，在相同的条件下，本电路的开关管电压应力最小。