本发明属于电子电源技术领域，尤其涉及一种同步整流电路、芯片及隔离型同步整流控制电路。
背景技术
目前，在典型的ac-dc电源转换器中变压器副边使用肖特基二极管续流，因肖特基二极管有一个不可避免的正向压降，该压降的数值在0.2-0.3v左右，所以当输出功率较大时，肖特基二极管的功率损耗是非常大的，为了减小不必要的功率损耗，逐渐采用整流开关管代替肖特基二极管，整流开关管的导通阻抗只有10-20mω左右，即使在通过2a电流时，压降也只有20-40mv,功率损耗减小了90％左右。
但是，目前即使采用整流开关管代替肖特基二极管，其同步整流芯片控制精度也不高，不能准确的打开和关断整流开关管，影响原边mos的开关导致经常出现炸机现象，同时效率也有待提升。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例提供了一种同步整流电路、芯片及隔离型同步整流控制电路，旨在解决传统同步整流芯片控制精度不高，不能准确的打开和关断整流开关管的问题。
本发明实施例的第一方面提供了一种同步整流电路，应用于隔离型ac-dc电源电路，包括：
用于串接在变压器副边输出回路上，被配置为对变压器副边产生的感应电压进行整流的整流开关管；
与所述整流开关管的控制端连接，被配置为接入控制信号驱动所述整流开关管通断的驱动模块；
被配置为根据所述感应电压生成工作电压的电源模块；
与所述电源模块连接，被配置为产生参考电压的基准模块；
与所述基准模块连接，被配置为根据所述感应电压生成充电信号，并在所述充电电压达到第一参考电压输出翻转信号的充电模块；
与所述基准模块和所述整流开关管连接，被配置为在所述整流开关管的输出端的电压低于第二参考电压输出开通指示信号的开通比较器；
与所述整流开关管的输入端和输出端连接，被配置为根据所述整流开关管的输入端的电压和输出端的电压产生第一关断驱动信号的关断比较模块；
与所述电源模块连接，被配置为接入所述控制信号，利用所述工作电压充电并输出第二关断驱动信号的最小开通时间模块，其中，所述第二关断驱动信号在充电预设时间到达前为第一状态，到达后为第二状态；
与所述驱动模块、所述充电模块、所述开通比较器、所述关断比较模块及所述最小开通时间模块连接，被配置为接收到所述翻转信号和所述开通指示信号时控制所述驱动模块驱动所述整流开关管导通，接收到在第二状态的所述第一关断驱动信号和所述第二关断驱动信号时，控制所述驱动模块驱动所述整流开关管关断的逻辑控制模块。
本发明实施例的第二方面提供了一种同步整流芯片，包括上述的同步整流电路，所述同步整流芯片具有电源引脚、地引脚、判定设置引脚、输出引脚，其中，所述整流开关管的输入端接所述地引脚，所述整流开关管的输出端接所述输出引脚，所述电源引脚接所述电源模块，所述判定设置引脚接所述充电模块。
本发明实施例的第三方面提供了一种隔离型同步整流控制电路，包括接交流电源的整流滤波单元、用于电压变换的变压器及与所述变压器的原边串联的原边mos管，还包括与所述变压器的副边的连接的上述的同步整流电路。
本发明实施例的第四方面提供了另一种隔离型同步整流控制电路，包括接交流电源的整流滤波单元、用于电压变换的变压器及与所述变压器的原边串联的原边mos管，还包括与所述变压器的副边的连接的如上述的同步整流芯片。
上述的同步整流电路的整流开关管在充电模块充电电压到达一定的阈值以及输出端低于某一个阈值开通，充电电压达到一定的阈值是为了防止谐振的时候误开启；整流开关管在最小开通时间后关断，为了防止在同步整流管开通以后，输出端电压振荡而误关断，如此，使得整流开关管的通断控制精准，能在正确的时机打开或者关闭开关管。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的同步整流电路的结构示意图；
图2为图1所示的同步整流电路中应用于隔离型ac-dc电源电路的示例电路原理图；
图3为图1所示的同步整流电路中充电模块的示例电路原理图；
图4为图1所示的同步整流电路中开通比较器的示例电路原理图；
图5为图3、4所示的同步整流电路中充电模块中比较器和开通比较器的内部电路原理图；
图6为图1所示的同步整流电路中最小开通时间模块的示例电路原理图；
图7为图1所示的同步整流电路中关断比较模块的示例电路原理图；
图8为图7所示的同步整流电路中关断比较模块的比较器的内部电路原理图；
图9为图1所示的同步整流电路中关断逻辑控制模块的示例电路原理图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图1，本发明实施例提供的同步整流电路的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
同步整流电路可以作为分立电路，也可以制作成集成电路构成同步整流芯片，以应用于隔离型ac-dc电源电路。同步整流电路包括整流开关管110、驱动模块120、电源模块130、基准模块140、充电模块150、开通比较器160、最小开通时间模块170、关断比较模块180及逻辑控制模块190
整流开关管110用于串接在变压器副边输出回路上，被配置为对变压器副边产生的感应电压进行整流，接入ac-dc电源电路时，整流开关管110输入端用于连接变压器副边一端，整流开关管110的输出端用于连接同步整流电路的输出端。例如，整流开关管110为n型mos管时，n型mos管的源极作为输出端，漏极作为输出端，整流开关管110为p型mos管时则反之。
驱动模块120与整流开关管110的控制端连接，被配置为接入由逻辑控制模块190产生的控制信号驱动整流开关管110通断；电源模块130被配置为根据感应电压生成工作电压；基准模块140与电源模块130连接，被配置为产生参考电压；充电模块150与基准模块140连接，被配置为根据感应电压生成充电信号，并在充电电压达到第一参考电压输出翻转信号；开通比较器160与基准模块140和整流开关管110连接，被配置为在整流开关管110的输出端的电压低于基准模块140参数第二参考电压输出开通指示信号；关断比较模块180与整流开关管110的输入端和输出端连接，被配置为根据整流开关管110的输入端的电压和输出端的电压产生第一关断驱动信号；最小开通时间模块170与电源模块130连接，被配置为接入控制信号，利用工作电压充电并输出第二关断驱动信号，其中，第二关断驱动信号在充电预设时间到达前为第一状态，到达后为第二状态；逻辑控制模块190与驱动模块120、充电模块150、开通比较器160、关断比较模块180及最小开通时间模块170连接，被配置为接收到翻转信号和开通指示信号时控制驱动模块120驱动整流开关管110导通，接收到在第二状态的第一关断驱动信号和第二关断驱动信号时，控制驱动模块120驱动整流开关管110关断的。
请参阅图2，同步整流电路制作成同步整流芯片101时，具有电源引脚vcc、地引脚gnd、判定设置引脚ae、输出引脚drain，其中，整流开关管110的输入端接地引脚gnd，整流开关管110的输出端接输出引脚drain，电源引脚vcc接电源模块130，判定设置引脚ae接充电模块150。接入ac-dc电源电路时，地引脚gnd接变压器副边电感ls的非同名端，电源引脚vcc通过一滤波电容c3也接变压器副边电感ls的非同名端以接入感应电压，判定设置引脚ae通过一分压/限流模块r1接变压器副边电感ls的同名端以接入感应电压，输出引脚drain连接到ac-dc电源电路的输出回路的输出端。
具体地，应用电路图由用于电压变换的变压器分割成原边和副边，原边部分包括二极管(d1、d2、d3、d4)、电容c1构成的整流滤波单元，原边电感lp及与原边电感lp串联的原边mos管m1，副边部分包括同步整流芯片101，滤波电容c2、c3，电阻r1、r2、rl和副边电感ls。
当原边mos管m1打开时，原边电感lp的电流上升，能量储存在原边电感，此时副边电感ls会产生感应电压，副边电感ls通过电阻r1连接同步整流芯片101的判定设置引脚ae，该感应电压在芯片内部会产生充电电流对充电模块150的电容进行充电。当充电电压达到一定阈值就产生一个翻转信号(开通指示信号)，此时同步整流芯片101的输出引脚(即内置整流管的源极)drain电压为高电位。
当原边mos管m1关闭时，原边电感lp的电流通路被切断，能量通过变压器转移到副边电感ls，副边电感ls的电压反向，地引脚gnd电压下降，输输出引脚drain电压下降，输出引脚drain电压下降到比地引脚gnd的电压还低，输出引脚drain电压相对地引脚gnd是负电压，此时同步整流芯片101检测到输出引脚drain电压下降，当电压低于某一个阈值时，产生一个翻转信号(即开通指示信号)，该翻转信号和上述充电模块150的翻转信号同时作用，即可打开整流开关管110提供续流通路。
整流开关管110在续流的过程中，副边电感ls的电流逐渐减小，输出引脚drain电压从负电压逐渐上升，当输出引脚drain电压接近为零时，关断比较模块180产生翻转信号，关闭整流开关管110，这样整流开关管110就完成了打开和关闭的动作。
如上所述，同步整流开关管110打开的条件有两个：1、充电模块150的充电电压到达一定的阈值，充电电压达到一定的阈值是为了防止谐振的时候误开启；2、开通比较器160检测到输出引脚drain的电压低于某一个阈值。以上2个条件同时成立，才开通整流开关管110。
具体地，如图3所示，充电模块150包括电流镜单元151、电容c4、一放电开关管m0及一比较器cmp1，其中：电流镜单元151的输入端作为充电模块150的输入端(判定设置引脚ae)接入感应电压，输出端接电容c4的一端，电容c4的另一端接地，放电开关管m0与电容c4并联；比较器cmp1的正相输入端接第二电容的一端，反相输入端接第一参考电压，输出端作为充电模块150的输出端。
ae端在原边mos管m1打开时是产生感应电压，该感应电压会产生电流，该电流经过电流镜单元151镜像，对电容c4进行充电。当充电电压达到第一参考电压vref1时，比较器cmp1的输出on1产生一个高电平，该高电平输出到逻辑控制模块190进行处理。
如图4所示，开通比较器160的正相输入端接第二参考电压vref2，反相输入端接输出引脚drain，当原边mos管m1关闭时，输出引脚drain电压下降，当输出引脚drain电压低于第二参考电压vref2时，开通比较器160的输出开通指示信号on2为高电平，该高电平输出到逻辑控制模块190进行处理。
如图5所示，比较器cmp1和开通比较器160的电路是典型的2级比较器。
另外，整流开关管110关断的条件有2个：
1、延时达到最小开通时间，该最小开通时间是指整流开关管110开通以后，延时tmin，才接受关断比较模块180的翻转信号，设置最小开通时间的目的是为了防止在同步整流管开通以后，输出引脚draindrain的电压振荡而误关断；2、关断比较模块180输出有效信号，同步整流管开通以后，输出引脚drain电压从负电压开始上升，上升到某一个阈值vt1时，关断比较模块180输出翻转信号。以上2个条件同时成立，才关断整流开关管110。
在其中一个实施例中，请参阅图6，最小开通时间模块170包括第一pmos管p1、第二pmos管p2、第三pmos管p3、第一nmos管n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、电阻r3及电容c5。
第一pmos管p1的栅极和第一nmos管n1的栅极共接以接入控制信号，第一pmos管p1的源极、第二pmos管p2的源极及第三pmos管p3的源极共接于电源模块130的输出端，第一pmos管p1的漏极、第一nmos管n1的漏极、第二pmos管p2的栅极和第二nmos管n2的栅极共接，第二pmos管p2的漏极通过电阻r3接第二nmos的漏极，第三pmos管p3的栅极、第三nmos管n3的栅极、第二nmos的漏极及电容c5的一端共接，第三pmos管p3的漏极、第三nmos管n3的漏极共接后作为最小开通时间模块170的输出端，电容c5的另一端、第一nmos管n1的源极、第二nmos管n2的源极及第三nmos管n3的源极共接地。
当控制信号pre_drv为高电平时，同步整流开关管110开启，此时工作电压vcc通过第二pmos管p2、电阻r3对电容c5充电，直到电容c5的电压超过第三nmos管n3的翻转电压时，最小开通时间模块170的输出端输出的第二关断驱动信号min_on才被拉到低电平(第二关断驱动信号min_on的第一状态为高电平，第二状态为低电平)，该低电平输出到逻辑控制模块190进行处理。从控制信号pre_drv输出高电平到第二关断驱动信号min_on被拉低，有一定的延时，该延时即时最小开通时间。在最小开通时间内，整流开关管110一直处于开通状态。当开通状态持续时间超过最小开通时间以后，才接受关断比较模块180的第一关断驱动信号的翻转信号。
在其中一个实施例中，关断比较模块180包括一个关断比较器，关断比较器的正相输入端、反相输入端依次接整流开关管110的输出端、输入端；第一关断比较器的输出端作为关断比较模块180的输出端。该实施例中，关断比较器的电路如图6所示。
在另一个实施例中，请参阅图7，关断比较模块180包括第一关断比较器cmp3、第二关断比较器cmp4和一逻辑门g1，逻辑门g1为与门或或门，第一关断比较器cmp3的正相输入端、反相输入端依次接整流开关管110的输出端、输入端；第二关断比较器cmp4的正相输入端、反相输入端依次接整流开关管110的输出端、输入端，第一关断比较器cmp3的输出端、第二关断比较器cmp4的输出端依次接逻辑门g1的第一输入端和第二输入端，逻辑门g1的输出端作为关断比较模块180的输出端，第一关断比较器cmp3的输出信号的翻转阈值区别于第二关断比较器cmp4的输出信号的翻转阈值。二者的输入都是连接相同的电位，不同的是输出，第一关断比较器cmp3产生输出信号off1，第二关断比较器cmp4产生输出信号off2。逻辑门g1将输出信号off1和输出信号off2以“与”或“或”的形式输出第一关断驱动信号off到逻辑控制模块190。
具体地，请参阅图8，第一关断比较器cmp3和第二关断比较器cmp4均包括第四pmos管p4、第五pmos管p5、第六poms管p6、第七pmos管p7、第四noms管n4、第五nmos管n5、第六nmos管n6及电阻r4，其中：第四pmos管p4的源极和第五pmos管p5的源极接入工作电压，第四pmos管p4的栅极和第五pmos管p5的栅极接入偏置电压，第四pmos管p4的漏极、第六poms管p6的源极及电阻r4的一端共接，第六poms管p6的栅极作为比较器的正相输入端，第七pmos管p7的源极接电阻r4的另一端，第七pmos管p7的栅极作为比较器的反向输入端，第六poms管p6的漏极、第四noms管n4的漏极、第四noms管n4的栅极及第五nmos管n5的栅极共接，第七pmos管p7的漏极、第五nmos管n5的漏极、第六nmos管n6的栅极共接，第四noms管n4的源极、第五nmos管n5的源极及第六nmos管n6的源极共接地，第六nmos管n6的漏极和第五pmos管p5的漏极共接作为比较器的输出端；第一关断比较器cmp3上电阻r4的阻值区别于第二关断比较器cmp4上电阻r4的阻值。
需要说明的是，第一关断比较器cmp3和第二关断比较器cmp4也是经典的2级比较器，与开通比较器160不同的是，第一关断比较器cmp3和第二关断比较器cmp4增加了电阻r4，该电阻r4是为了产生阈值电压vt1和vt2。理论上是要在输出引脚draindrain到达0v时，才关断整流开关管110，但是实际上从输出引脚draindrain到达0v到关断整流开关管110有一定的延时，所以为了避免没有及时关断整流开关管110，引发炸机，需要在输出引脚draindrain还没有到达0v时，提前关断整流开关管110，因此在经典2级比较器中增加电阻r4，产生vt1和vt2，vt2的绝对值小于vt1，所以第二关断比较器cmp4的电阻r4小于第一关断比较器cmp3的电阻r3。
请参阅图9，逻辑控制模块190包括dff触发器、第一与门和rs触发器，其中：
dff触发器的d端、vcc端、clk端、rst端分别接电源模块130的输出端、电源模块130的输出端、充电模块150输出端、最小开通时间模块170输出端；第一与门的第一输入端接dff触发器的q端，第二输入端接开通比较器160输出端；rs触发器的r端接关断比较模块180输出端，rs触发器的s端接第一与门输出端，rs触发器的q端接驱动模块120。
请参阅图1至图9，该逻辑控制模块190接收翻转信号on1、第二关断驱动信号第二关断驱动信号min_on、开通指示信号on2和第一关断驱动信号off，产生控制信号pre_drv，控制信号pre_drv为高电平时，打开整流开关管110，控制信号prev_drv为低电平时，关断整流开关管110。当翻转信号on1和开通指示信号on2为高电平，且第二关断驱动信号min_on为高电平时，rs触发器的s端为高电平，pre_drv输出高电平，打开整流开关管110。当整流开关管110开通时间超过最小开通时间以后，第二关断驱动信号min_on被拉低，dff触发器复位(该dff触发器为低电平复位)，rs触发器的s端为低电平，此时rs触发器的状态保持。在一个实施例中，当输出信号off1和输出信号off2是与的关系时，当输出引脚draindrain电压持续上升，依次大于vt1和vt2时，输出信号off1和输出信号off2都为高电平时，rs触发器的r端为高电平，此时rs触发器复位，控制信号pre_drv输出低电平，关断整流开关管110。在另一个实施例中，输出信号off1和输出信号off2是或的关系，当输出引脚draindrain电压持续上升，依次大于vt1和vt2时，只要输出信号off1和输出信号off2其中任何一个变为高电平时，rs触发器的r端都为高电平，此时rs触发器复位，控制信号pre_drv输出低电平，关断整流开关管110。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。