用于隔离电信号的电流脉冲变压器的制作方法

本发明总体上涉及用于隔离各个电信号的电路并且更具体地涉及具有电流脉冲变压器的改进隔离电路。

背景技术：

电子行业中的各种应用使用电信号的隔离。开关式电源(smps)通常包括干线隔离以便生成隔离输出。隔离smps的用途包括膝上型计算机的适配器、台式pc的电源、移动通信的电池充电器等。

在这些应用中，通常调节输出电压或电流是可用的(次级隔离侧)，而对输出的控制是在初级(干线连接)侧实施的。应用输出控制的一种方法是通过使用光电耦合器，所述光电耦合器被配置成将误差信号从电流脉冲变压器的次级侧传送至初级侧。此误差信号表示输出的实际值与输出的期望值之差。

可能有理由脱离对光电耦合器的使用。例如，对节能的期望增加并且因此期望降低电力消耗。另外考虑的是在低负荷(250mw输出功率)下的要求以及要求降低耗能元件(如光电耦合器)中的电流的无负荷。消费者应用通常完全由成本驱动。廉价的光电耦合器可以绘制几毫安的最小电流电平以适当运转。

技术实现要素：

各个实施例的简要总结如下。可以在以下发明内容中做一些简化和省略，其旨在突出和介绍各个实施例的一些方面，而不是限制本发明的范围。足以使本领域普通技术人员制造和使用本发明概念的实施例的详细说明将在后面的章节中呈现。

本文中描述的实施例包括一种用于通过电压隔离势垒进行通信的通信电路，所述通信电路包括：电流脉冲变压器，所述电流脉冲变压器包括初级绕组、芯和次级绕组，其中在电流域中传输信息，所述电流脉冲变压器耦合至电流感测输入端；电流传感器，所述电流传感器具有用于从所述次级绕组接收电流脉冲的低欧姆输入端；以及信号处理单元，所述信号处理单元用于从所接收的电流脉冲中提取信息。

所述芯可以包括环形芯或空心芯。

所述电流脉冲变压器可以包括单匝初级绕组。

所述电流脉冲变压器可以包括单匝次级绕组。

干线隔离可以由所述绕组的隔离提供。所述隔离可以由三重隔离电线提供。

所述电流脉冲变压器可以是双向通信信道的一部分。接收部分的发送器信道在发送序列期间可以是非激活的，以防止使发送器电流短路。

所述脉冲的时序可以包括待传送的信息。所述时序是根据脉冲之间的持续时间和距离选择的一个时序。

可以根据电流脉冲的向上斜率和向下斜率传送信息。

所传递的脉冲的振幅可以包括待传送的信息。

所述通信电路可以是开关式电源(smps)的一部分。

各个实施例还包括一种通信变压器，所述通信变压器包括：电流源，所述电流源被配置成提供多个电流脉冲；电流脉冲变压器，所述电流脉冲变压器包括芯、缠绕所述芯的第一段的单个输入绕组以及缠绕所述芯的第二段的单个输出绕组，其中所述电流脉冲变压器的输出侧是低欧姆节点。

所述低欧姆节点可以是双极晶体管的发射极。

高电流输入可以被转换成低电流输出。

数字脉冲可以跨所述电流脉冲变压器传递。

所述通信电路可以包括所述低欧姆节点处的用于减小所述低欧姆节点的电阻的放大器。

实施例还可以包括一种被配置成感测变压器的接收侧中的电流的电路，其中所感测的电流与参考电流进行比较，并且其中所感测的电流与所述参考电流之差用于设置所述接收侧的输入节点处的偏移电压。

所述回路电路可以包括所述变压器的所述接收侧与输出节点之间的放大器和反馈。

附图说明

当结合附图时，本发明的附加目的与特征将从下面的详细描述以及所述权利要求书变得更加明显。虽然示出并且描述了各个实施例，但在附图中的每一个中参考标号标识相似部分，在附图中：

图1示出了根据本文中描述的实施例的电流脉冲变压器；

图2示出了根据本文中描述的实施例的电流脉冲变压器电路；

图3示出了根据本文中描述的实施例的包括偏置电流的单独回路的双电流镜结构；

图4示出了根据本文中描述的实施例的电流脉冲变压器和接收器电路；

图5示出了包括根据图4的放大器配置的接收器侧；

图6示出了根据本文中描述的实施例的双向通信电流脉冲变压器；

图7示出了根据本文中描述的实施例的包括正电流脉冲传输和负电流脉冲传输的电路图；

图8示出了根据图7的正脉冲和负脉冲的时序图；并且

图9和图10示出了波形图，其中脉冲的正斜率或负斜率保持待传送的信息。

具体实施方式

应当理解的是，附图仅是示意性的并且不是按比例绘制的。还应当理解的是，相同的参考标号被用于在整个附图中指示相同或相似部分。

说明书和附图示出了各个示例实施例的原理。因此，将认识到，本领域的技术人员将能够设计虽然本文中并没有明确地描述或示出但是体现了本发明的原理并且被包括在本发明的范围之内的各种安排。此外，本文中所列举的所有例子在原则上清楚地旨在用于教育目的以帮助读者理解本发明的原理以及(多个)发明人提供的概念从而促进本领域、并且应被解释为不限于此类具体列举的例子和条件。另外，除非另有说明(例如，‘否则’或‘或替代地’)，否则本文中所使用的术语‘或’是指非排他性的或(即，和/或)。还有，本文中描述的各个实施例并不一定是相互排他的，因为一些实施例可以与一个或多个其它实施例组合形成新的实施例。描述词(如“第一”、“第二”、“第三”等)不意在限制讨论的元件的顺序、用于将一个元件与另一个元件区分开、并且通常是可互换的。可以预先确定值(如最大值或最小值)并基于应用将其设置为不同的值。当描述或要求保护制造步骤、使用过程或其它方法步骤时，给出的步骤顺序不受呈现的顺序的约束并且可以发生变化。

基于先前脉冲变压器的通信电路系统具有缺点，使得跨脉冲变压器的电压在变压器中建立磁化电流。由于芯的磁化，发生可以由与变压器并联的相对小电阻器表示的芯损耗。当使用电压驱动变压器时，磁化电感和电感两者都与驱动电压并联并且可以被假定为非期望寄生效应，因为大部分信号由于被寄生效应短路而丢失。在电压域中，小尺寸变压器具有磁化电感的值低的缺点。这可以指示当使用电压脉冲驱动变压器时，需要相对小的伏秒乘积来驱动变压器。在实践中，即使当很短的脉冲用于(100ns)驱动变压器时，不是最小的芯可以使用并且此外需要约5匝的最小数量。在驱动脉冲期间的电流电平可以有约10ma的振幅以防止磁化电流干扰适当操作。

在成本驱动应用中，脉冲变压器应是尽可能廉价的。这意指期望最小芯，同时在两侧的匝数可以为一以简化制造并且降低成本。

使用低功率，本文中描述的实施例使用电流脉冲变压器来准确地传递数据。电流脉冲变压器使用电流域来传送信息。如本文中描述的，电流脉冲变压器可以运用于可以在低损耗的情况下感测高电流的系统中(例如，电子计量应用、电机控制应用等中)。

如本文中描述的，待感测电流流过单根电线。电流脉冲变压器的输入绕组可以不超过电线的一匝。此电线可以被定位成作为电流探针的一部分的电流脉冲变压器芯的单个绕组。在接收侧处，呈现了另一个单匝并且其被配置成将电流电平降低至可以由信号处理电路系统感测到的值。电流脉冲变压器的接收绕组也可以不超过电线的一匝。电流脉冲变压器使用电流域来将高电流转换成可以被感测的低电流。

本文中描述的实施例包括通信电路，该通信电路具有可以通过smps转换器的干线隔离势垒通信的电流脉冲变压器、驱动器以及接收器，其中在所述电流域中使用用于感测信号的低欧姆感测输入端来驱动所述电流脉冲变压器。此低欧姆感测提供各种特性。通过在电流域中驱动电流脉冲变压器，更小结构是可能的。使用低欧姆感测，电流脉冲变压器可以被短路并且因此磁化电感和损耗电阻被短路，从而防止或至少限制电流流入这些寄生效应。

由于短路的电流脉冲变压器，芯不会发生磁化(或至少发生很小磁化)。因为损耗电阻主要表示磁化损耗，所以短路电流脉冲变压器另外增加了损耗电阻。因为发生了跨损耗电阻的低电压，所以损耗电阻自身更大。这是因为此损耗机制的非线性行为，该损耗机制使电流域中的操作更有效。因此，接收侧可以接收接地节点中的信号并且电流被另外处理。在反向传输中，输出基本上是电流脉冲。根据本文中描述的实施例，可以在变压器中不具有多电压的情况下跨电流脉冲变压器发送电流。

本文中描述的情况允许使用相对低的电流来驱动电流脉冲变压器的能力，因为所有的电流将对感测输入保持可用。由于短路的电流脉冲变压器，针对驱动脉冲，准许相对长的on时间，从而使驱动电路系统和检测电路系统两者更简单。本文中描述的实施例讨论了如何制造接收器。讨论了单向通信和双向通信，使得可以从初级绕组向次级绕组发送通信并且从次级绕组向初级绕组发送通信。

图1示出了根据本文中描述的实施例的通信电流脉冲变压器100。实施例允许匝数降低至一根(1)电线110以在可用的最小环形芯尺寸处进行发射和接收，而10ma电流或最小电流电平可以用于脉冲发射。这些变化带来成本上的突破并且在无负载下更容易满足极低输入功率的要求。单个环形芯120可以是每侧形成有仅一个电线匝的圆环(如铁氧体或空心芯)。

图2示出了根据本文中描述的实施例的电流脉冲变压器电路。如图2中所示，电流in被输入到电流脉冲变压器210中。电流脉冲变压器210可以通过理想变压器表示表示，该理想变压器包括寄生磁化电感220和损耗电阻230，损耗电阻230表示电流脉冲变压器中主要由磁化和绕组电阻导致的损耗。

信号in包括作为被驱动进入电流脉冲变压器210的电流的待传送的信息。此信息可以通过信号in的时序表示。例如，in可以是脉冲序列，在脉冲序列中，脉冲的宽度或脉冲之间的距离或其组合表示待传送的信息。信号in的振幅或标记可以包括信息，而不是控制信息的时序。

在两种情况下，电流在电流脉冲变压器210的第二侧由具有低欧姆输输入端235的电流传感器240拾取。此低欧姆输入端235防止电流的部分流入电流脉冲变压器的寄生效应(如来自电感器220的磁化电感以及来自电阻230的损耗等)。

电流脉冲变压器210的第二侧具有包括损耗电阻230的并联阻抗和电流传感器240。当第二侧低欧姆输入端235不是实际接地时，电流除以包括电流传感器240的输入阻抗和电流脉冲变压器中的损耗电阻230的并联阻抗。电流传感器240的输入的阻抗越低，进入电流传感器240而不是损耗电阻230的电流越多。

电流传感器240具有由信号处理单元250另外处理的输出信号245，其中从该信号中提取信息。使用集成电路技术，几个选项可以实现低欧姆输入电流传感器240。

图3示出了根据本文中描述的实施例的包括偏置电流的单独回路的双电流镜结构310。电流镜310可以使用四个晶体管312、314、316和318。晶体管312和314可以是pnp双极晶体管并且晶体管316和318可以是npn。此电流镜310的右侧具有两个晶体管314和318。npn晶体管318可以具有一定偏置电压。连接至npn晶体管318的npn晶体管316可以具有相同的偏置电压。晶体管318可以接收电流，所述电流是进入晶体管316的输入电流的副本，从而意指npn晶体管316和318两者的基极-发射极电压(vbe)相等。当npn318的发射极接地时，则npn316的发射极也处于接地电势。当这发生时，意指跨电流脉冲变压器210的电压也是接地的，这在npn晶体管316的发射极处建立了低输入节点。因此，电流镜300反映了跨晶体管312和316的电流和电压分别与晶体管314和318相同。此电路结合本文中描述的实施例使用。

图4示出了根据本文中描述的实施例的电流脉冲变压器210和接收器电路。如图4中所示，电流脉冲变压器210的输出信号v输出连接至npn晶体管420，该npn晶体管420在其发射极处具有低欧姆节点410。接收器电路包括npn晶体管420的低欧姆的发射极。为了使接收器电路甚至更低欧姆，可以使用放大器430。放大器430的正输入可以是电压电势vcc并且负输入可以是从通信电流脉冲变压器210的次级侧中的输出电流得出的电压电平。通过使用可以具有反馈回路440的放大器430，可以使用回路增益另外降低晶体管420的阻抗。例如，在约1ma时，npn晶体管420的偏置电流可以具有约26欧姆的输出阻抗。如果放大器的负输入处的电压被放大100倍，则输出阻抗可以降低100倍，从而建立作为虚拟接地节点的输出节点410。

本文中描述的实施例保持节点410的电阻尽可能接近零。当电流注入到电流脉冲变压器210的初级侧时，电流被转换到次级侧，并且其被注入到节点410处的此虚拟接地中，这可以保持电流脉冲变压器中的电压尽可能接近零。

使用电流脉冲变压器210，跨干线隔离发送电流脉冲，但因为电流脉冲变压器210还具有与导致并联阻抗的接收器并联的磁化电感，所以可能丢失部分信号。因此，保持跨此并联路径的电压很小。在低电压情况下，可能极少有电流流入此并联路径。为了实现此目的，本文中描述的实施例使此阻抗尽可能低，使得几乎没有电流流入此并联阻抗。

图5示出了包括根据图4的放大器配置430的接收器侧。如图5中所示，电流脉冲变压器210的输出信号被连接至低欧姆点410，该低欧姆点410是npn晶体管560的发射极和pnp晶体管520的基极。

如图5中所示，在无反馈的情况下，npn560的发射极处的输入阻抗等于vt/ic，其中vt是热电压(室温下26mv)，并且ic是晶体管560中的偏置电流。例如在ic＝100ua时，阻抗为260ohm。一个目标可以是将电流脉冲变压器210的输入阻抗减小到低于晶体管560的磁化电感的阻抗(5mhz时约10ohm)的程度。这个磁化电感可以用于获得在电流脉冲变压器210的初级侧注入晶体管560的发射极中的电流的大部分。

反馈回路可以基于由图5中的晶体管520、530、540和550表示的图4中的电压放大器430。图5的节点410表示放大器430的负输入。图5的节点522表示放大器430的正输入。电流源i1和i2可以施加至放大器430以将节点410处的电压与节点522处的参考电压进行比较并且适配晶体管560的基极电压，以便保持这两个电压相等。放大器电路可以将节点410处的输入阻抗有效地减小到gmxz1，其中gm是放大器(520、530、540和550)阶段的跨导，并且z1是节点533处的阻抗。节点533(晶体管550的集电极)可以表示晶体管550和电流源i2的输出阻抗与其基极处的晶体管560的输入阻抗并联。

这个输入阻抗因子总体上可以为几百。例如，gm可以具有等式gm＝ic/vt。在节点533处，阻抗为z1＝va/ic，其中va是与i2并联的晶体管550的厄利电压。va取决于晶体管构造并且总体上为约10-100伏特。因此，gmxz1然后为va/vt，所以近似地，范围从10/26mv＝380变为100/26mv＝3800。这个反馈可以增强电流脉冲变压器210的电流域操作。

如由i参考所确定的，包括电流镜525、电流镜535、参考电流i参考、电容器570、缓冲放大器580、电阻器575和电阻器585的自动调零回路用于将电流脉冲变压器接收器绕组510两端的电压调节到使得明确限定的dc偏置电流可以在输入处流入npn560的这种值。电流镜535输出(与电流脉冲变压器210中的偏置电流i偏置相关)与参考电流i参考之差然后被电容器570集成、被放大器580缓冲、然后被电阻器575和585分开以在输入阶段的另一侧上在节点522处创建偏置电压，从而使得适当的dc偏置电流出现。电容器570表示极，使得自动调零回路的时间常数比来自电流脉冲变压器210的信号的脉冲宽度更大，从而使得偏置回路维持其平均值。

图5的电路增补可以包括与晶体管560发射极串联的二极管以保持晶体管550不饱和。存在获得类似功能的许多方式，例如，分别颠倒npn晶体管和pnp晶体管的极性或者由模数转换器输入替换电容器570、在数字域中实施自动调零回路、以及经由模数转换器为节点522提供信号。

如以上所指出的，放大器430可以用于使接收侧更低欧姆的以防止接收的电流脉冲的部分流入电流脉冲变压器210的寄生效应。如图5中所示，放大器包括具有相应的电流源i1和i2的两个pnp晶体管520和530以及两个npn晶体管540和550。来自npn晶体管550的输出用于控制晶体管560的基极。

图5中示出的放大器具有偏置回路，该偏置回路可以使放大器的输入电压为零。输入电压中的电流被感测，该电流通过具有预定比率的电流镜525和535成镜像，并且然后将所感测的电流与参考电流i参考进行比较。i参考与实际电流之差用电容器570进行集成以创建调节回路。因此，误差信号和期望值与参考值之差被集成。这个集成值可以针对电压变化。在平衡状态下，电路将调节到具有零值的输入节点处的电压。如果所感测的电流是恒定的，则低欧姆节点410将具有几乎为零的阻抗，并且还具有零电压。

为了允许双向通信，如图6中所示，本文中描述的实施例包括用于在驱动电流源或低欧姆输入之间变化以有效地连接至电流脉冲变压器绕组的方式。

图6示出了根据本文中描述的实施例的双向通信电流脉冲变压器610。图6示出了用于在驱动电流源或低欧姆输入之间变化以有效地连接至电流脉冲变压器绕组的电路图。

在图6中，由开关615和620执行改变通信方向的选择，而还使用了其它可能性，比如改变电流传感器的偏置状况以形成高欧姆节点。本文中描述的实施例允许将图5的电路用作图6的构型中的发射和接收电路。对于图5中示出的电路，当发射发生时，可以由接地节点533改变偏置状况。如果电流脉冲变压器的对应侧处于接收模式，则驱动电流源可以被关闭。

如图6中所示，通信可以从左侧a或右侧b跨越，其中任一侧是发送器或接收器。发送或接收操作可以由开关615和620控制。当处于接收模式时，任一侧在虚拟地平面上接收电流传感器240中的电流。当处于发送模式时，侧a或侧b可以被连接至电流源。电流脉冲然后可以在任一方向上被发送。

图7示出了根据本文中描述的实施例的包括正电流脉冲传输和负电流脉冲传输的电路图700。延用来自之前附图的附图标记来表示类似的电路元件。如图7中所示，来自放大器430的输出(晶体管550的集电极)驱动晶体管560的基极以形成放大器回路。偏置电流i1和i2以及晶体管520-550构成放大器430，该放大器430放大晶体管540的发射极与晶体管550的发射极之间的电压差。使用两个晶体管对，晶体管560的发射极处的输入变为更低欧姆的。到晶体管560的输入是在晶体管520的基极处进入的发射极。上述配置同样适用于晶体管530和550。晶体管520的基极与晶体管530的基极之间的电压差被转换为具有晶体管550的集电极的电流，并且从i2中减去这个电流，并且差值驱动520。当电路稳定时，则存在流入晶体管560的基极的更多电流。晶体管540和晶体管550中的电流大致相同。

放大器430的输出信号被输入到晶体管550的集电极。来自晶体管550的集电极的输出电流乘以集电极中的电阻以产生信号输出(v输出)。

图7中示出的电路700可以表示双向通信装置的一侧发送器a或接收器b。从一个方向到另一个方向的通信可以包括正脉冲810(图8中示出)，当‘正脉冲’810高时，该正脉冲810通过pmos开关702和逆变器705启用i3。以相同的方式，该通信可以包括负脉冲820(图8中示出)，并且当‘负脉冲’820高时，该负脉冲820通过nmos开关701启用i4。电流i3或i4然后被发送到通信信道的另一侧的变压器210中并且被另一侧(侧a、侧b包括相同的电路系统)处的接收器接收。假定图7中示出的侧a用作发送器，则侧a处的nmos晶体管725a和725b被接通。这两个开关连接至晶体管560和540的基极以进行接地以便禁用发送器侧处的电路700的接收器部分。

关于图5描述的反馈也可以增强图7中示出的电流脉冲变压器210的电流域操作。

至于图7中示出的晶体管430，晶体管520的基极是负输入。晶体管530的基极是正输入。放大器信元是晶体管540和550以及电流源i1和i2。晶体管540通过电流源i1偏置。因为晶体管540和550的基极被连接，所以这两个晶体管相匹配，这意味着当晶体管540和550的发射极电压相等时，晶体管550中的集电极电流将等于i1。

在这种情况下，晶体管520和530中的电流也将等于i1。然后，晶体管520和530中的基极电压也将相等。当i2＝i1时，晶体管560的基极中的电流将等于i2减去晶体管550中的集电极电流，这就是i2减去i1，结果为零。这是平衡状态，其中晶体管520和530的基极电压相等。

当晶体管560的基极电压下降时，晶体管550中的集电极电流减小，并且因此电流流入晶体管560的基极中，用晶体管560的电流增益来放大该电流。这有效地给出了晶体管560的发射极处的低输出阻抗和跟随的节点522处的电压。

电流i参考可以被输入至电流镜535。当晶体管560t1中的集电极电流等于i参考时，(假定525、535的镜像因子＝1)电流镜535的输出电流＝i参考，这给出为电容器570充电的零电流。电容器570处的电压可以在放大器580处被缓冲并且除以比率r2/(r1+r2)以限定节点522处的参考电压。当节点410处的电压低于节点522处的电压时，晶体管560中的电流高于i参考。这意味着电容器570用集电极电流i参考减去晶体管560的集电极电流来放电，由此减小节点522处的电压。在平衡状态下，晶体管560的集电极中的电流等于i参考。因为节点410被连接至变压器次级绕组，其中一侧接地，同时变压器绕组两端的平均电压必须为零，这可能意味着节点410在电压0v处稳定。电容器570在偏置回路中提供主极点(时间常数)，这使其稳定。

参考回图4和图5，在操作中，放大器430的负输入是到晶体管530的基极输入。放大器430的正输入是晶体管520的基极。晶体管520和晶体管530的基极处的电压被复制到晶体管520和晶体管530的发射极。这些值是电平转换的，而同时因为它们被传递至这些晶体管的发射极，所以它们是更低欧姆的。发射极上的值然后变成针对晶体管540和550的输入。晶体管540和550是放大器壳体。晶体管540的发射极处的电压与晶体管550的发射极处的电压之差被转换为电流。因为晶体管540和晶体管550以不同的电流源i1和i2偏置，所以晶体管540和晶体管550的集电极处的电流存在差异。在平衡情况下，这意味着当晶体管520的基极处的电压为零时，则晶体管530的基极处的电压是稍正的。这是因为不同的电流i1和i2流入晶体管530中，从而使得晶体管530可以在其输出稍正的操作点处工作，因为在实际电路系统中，没有负电源是可用的。如果晶体管540和晶体管550的发射极处的电压取决于操作点，其中i1和i2流入集电极，则晶体管560的输出电流可以被调节到值参考，这意味着存在流入晶体管560的基极的非常小的电流。当稍微不同的电压被施加在晶体管540和晶体管550的发射极处时，这是针对晶体管560的输入在相当大的电流中直接转换的。

如所示，电路可以将节点522的电压复制到节点410的电压，该节点410的电压可选地包括如由比率i1/i2所限定的固定偏移。换言之，根据本文中描述的实施例的电路拓扑可以被配置成感测变压器210的接收侧中的电流，其中所感测的电流与参考电流进行比较，并且其中这两个电流之差设置接收侧的输入节点410处的偏移电压。430和反馈回路440被布置在变压器的接收侧与输出节点之间。

当节点522处的电压被设置成接地加上小的偏移时，节点410处的电压还被设置为接地。在晶体管540中，基极和集电极被连接在一起以使用基极中的电流来驱动晶体管560，所以晶体管560处存在电流输出。晶体管550的集电极电流驱动晶体管560。电流i2是dc电流。从电流i2中减去晶体管550的集电极电流，并且那个电流驱动晶体管560。

当电路稳定时，晶体管550中的电流几乎等于电流i2，因为晶体管540的发射极电压可以等于晶体管550的发射极电压，从而使得节点410和节点522处的电压也相等。这两个电压之间一存在轻微差异，晶体管550的集电极中的电流就存在变化，并且电流变化直接驱动晶体管560。这补偿了节点410处的差异。

包括电流镜525、电流镜535、晶体管560和具有电阻器575和585的缓冲器580的偏置回路感测晶体管560中的电流。偏置回路调节由i参考限定的电流电平。假定电流镜525和535具有电流镜因子1，则晶体管560中的电流将被调节至电平i参考，使得电流镜m2的输出电流等于i参考，从而使电容器570处的电压保持恒定。电容器570中的任何电流将引起放大器580的输入处的电压变化和节点522处的电压变化，这引起晶体管560的集电极处的电流变化。电容器570可以是低频滤波器，该低频滤波器被配置成适配于低频，其中高频不能穿过。这导致节点v输出处的高频脉冲，因为电流脉冲变压器210中的电流脉冲将不影响偏置回路，所以具有电容器570的这个偏置回路仅非常缓慢地适配晶体管520中的偏置电流。这提供了一种偏置电平。

输出(v输出)处的信号是中间信号，该中间信号可以被脉冲成形电路系统进一步处理，根据要求来将其转换为数字电平信号。节点v输出与一侧极性脉冲或双极性脉冲相兼容。对于与双极性脉冲一起使用，节点v输出处的偏置电压可以被选择为电源电压中间附近的值以允许其相对于偏置电压摆动至正侧或负侧。

根据本文中描述的实施例，电流脉冲是输入，并且然后脉冲被添加至这个偏置电平。镜像结构和电容器缓冲器缓慢地适配节点522处的电压以保持节点410处的电压处于地平面上并且限定晶体管560中的参考电流。

电容器570是高欧姆点，因为它是由电容器570集成的两个电流之差。电压缓冲器然后用于使节点522成为低欧姆节点。由电阻器575和585进行分频。因为节点522处的电压变小，所以可能仅存在仅几mv的变化。跨电容器570的较大信号可能是期望的以使用电容器570的电压。如果分频因子在电阻器575与电阻器585之间是充足的，则可以在570处获得足够高的信号。因此，可以使用较小电容器570。电阻器575和585的分频因子使电容器570能够变小并且使电流偏置尽可能小。

图8示出了根据图7的正脉冲和负脉冲的时序图。图8示出了使用根据图6的双向电流脉冲变压器的通信信道的侧a和侧b。侧a是发送器，并且侧b是接收器。图8示出了在时间的第一时刻，侧a是发送器，并且当发送信号850在图7的nmosfet725a和725b处高时，侧b可以取决于从侧a发送的信号来接收正电流脉冲830或负电流脉冲840。相反地，当从侧b传输至侧a时，outa示出当来自侧b的发送信号895高时，当侧b发送正脉冲880或负脉冲890时在侧a处接收的信号脉冲860和870。

本文中描述的实施例包括通过电流脉冲变压器110发送脉冲的不同方式。实施例允许作出关于脉冲方向的选择。实施例允许正脉冲或负脉冲的传输。

图9和图10示出了波形图，其中脉冲的正斜率或负斜率保持待传递的信息。除了短脉冲之外，较长脉冲还可以用于限定双极性通信系统。

如图9中所示，存在用于发送信息的不同方式。参考回图8，当脉冲尖峰高或低时，可以发送信息。替代性地，如图9中所示，脉冲的上升斜率或下降斜率可以用于传送信息。在图9中，底部脉冲是发送的脉冲，该发送的脉冲是电流脉冲变压器的初级绕组中的电流，上部脉冲是接收的脉冲。在905处，负脉冲斜向下。进入电流脉冲变压器210的初级绕组的这个向下斜率被登记为电流脉冲变压器210的第二侧中的脉冲910。在发送脉冲中的恢复间隔925期间，接收脉冲同样在930处恢复。如图9中920所示，当在915处发送脉冲恢复到零并且脉冲斜向上时，在次级绕组处接收正电流尖峰。图10示出了图9的替代方案，其中初级斜率可以是正的、紧跟着恢复期、并且波过渡至向下斜率。因此，根据脉冲的斜率来传递信息。关于图9和图10中示出的脉冲串，可以确定正斜率与负斜率之间的时间差，并且时间差可以用作编码信息的另一种方式。除了电流脉冲变压器210的描述之外，电流脉冲变压器210还可以包括发送信息的不同方式。图10示出了使用由作为发送脉冲的负斜率1020紧跟着的正斜率的波形图1010的图9的类似原理。在如由上部脉冲示出的接收侧处，首先，电流尖峰1030表示接收的正脉冲。然后，系统将在1040处稳定。当接收负传输脉冲1020时，在重新设置之前，接收侧将在1050处向下刺突。

本文中描述的实施例可以适用于使用隔离并且需要跨隔离进行通信的系统，而电力消耗是问题，比如高效smps。

虽然特别参考了各个示例性实施例的某些示例性方面详细地说明了各个示例性实施例，但应理解的是，本发明能够具有其他实施例并且本发明的细节能够在各个明显的方面进行修改。对于本领域技术人员来说容易显而易见的是，可以在保持在本发明的精神和范围内的同时进行各种变化和修改。因此，前面的公开内容、说明书和附图仅为说明性的目的并且不以任何方式限制本发明，本发明仅由权利要求来定义。