一种无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法与流程

本发明涉及一种能量与数据同步传输系统及其参数设计方法，属于无线电能传输技术领域。

背景技术

现有基于磁场耦合的无线能量与数据同步传输方式主要分为以下三种：

第一种：通过频移键控(fsk)直接调制功率载波以实现电源侧向负载侧的数据传输，并通过负载调制键控(lsk)来实现反向数据传输。这种无线能量与数据同步传输方式的功率传输与数据传输共用同一组耦合线圈。然而，由于这种无线能量与数据同步传输方式直接对功率载波进行调制，数据传输对功率传输的干扰大，不适用于大功率场合。除此之外，这种无线能量与数据同步传输方式的数据传输速率受限于能量载波频率。

第二种：通过两组耦合线圈分别实现能量传输和数据传输。由于两组耦合线圈分开放置，减小了数据传输对功率传输的干扰。而且，数据载波能够工作在很高的频率，提高了数据传输速率。然而，这种无线能量与数据同步传输方式因增设了一组数据耦合线圈而导致相应设备的尺寸增大，成本增加。

第三种：多种载波通过同一组耦合线圈进行无线传输。在发送数据时，先将数据调制到高频载波上，经功率放大后耦合到功率传输电路上。高频信号经松耦合变压器传输到接收端，接收端通过耦合电路提取高频信号，再经滤波、放大和解调后还原成二进制数字信号。这种无线能量与数据同步传输方式不需要增设额外的线圈，并且由于数据载波与能量载波的频率不同，使得数据传输对功率传输的干扰较小。高频的数据载波还可以提高数据的传输速率。然而，现有基于多载波通信的无线能量与数据同步传输系统通常采用电感耦合的方式来加载数据载波信号以及提取数据载波信号，这种电感耦合的方式对数据载波信号的衰减较大。除此之外，现有基于多载波通信的无线能量与数据同步传输系统并未对功率传输回路或者数据传输回路进行优化，使得功率传输对数据传输的干扰较大，进而导致系统的通信可靠性较低。

技术实现要素：

本发明为解决现有基于多载波通信的无线能量与数据同步传输系统存在的数据载波信号在被加载和被提取时衰减严重以及功率传输对数据传输干扰大的问题，提出了一种无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法。

本发明所述的无线能量与数据同步传输系统包括原边电路、磁耦合单元和副边电路；

原边电路包括逆变单元、原边补偿单元、信号调制单元和信号加载单元；

逆变单元用于将直流电压源输出的直流电压信号转换为第一高频交流电压信号，该高频交流电压信号为待传输的能量信号；

原边补偿单元用于减小原边电路的输入阻抗角以及滤除因逆变单元的逆变而引入至原边电路中的高次谐波；

信号调制单元用于采用待传输的数据信号对第二高频交流电压信号进行调制，得到已调信号；

信号加载单元用于采用电容耦合的方式将已调信号加载到待传输的能量信号上，得到叠加信号；

所述无线能量与数据同步传输系统通过磁耦合单元实现叠加信号自原边电路至副边电路的无线传输；

副边电路包括信号提取单元、信号解调单元、副边补偿单元、整流单元和滤波单元；

信号提取单元用于采用电容耦合的方式来提取已传输至副边电路的叠加信号中的已调信号；

信号解调单元用于对提取到的已调信号进行解调，得到数据信号；

整流单元用于将余下的能量信号转换为直流电压信号，滤波单元用于滤除该直流电压信号中的交流成分，滤波后的直流电压信号加载在负载的两端；

副边补偿单元用于减小副边电路的输入阻抗角以及滤除因整流单元的整流和滤波单元的滤波而引入至副边电路中的高次谐波；

原边补偿单元与副边补偿单元的电路结构相同，均为lclc补偿电路；

已调信号的频率大于待传输的能量信号的频率。

作为优选的是，磁耦合单元为松耦合变压器，松耦合变压器包括原边线圈lp和副边线圈ls。

作为优选的是，逆变单元为移相全桥逆变电路；

原边补偿单元包括电感lf1、电感l1、电容cf1和电容c1；

信号加载单元包括电阻rin-ser、电阻rin-par、隔离变压器ti和电容cdp-s，隔离变压器ti包括原边线圈ldp-p和副边线圈ldp-s；

移相全桥逆变电路的第一直流输入端和第二直流输入端分别与直流电压源的正极和负极相连，移相全桥逆变电路的第一交流输出端与电感lf1的第一端相连，电感lf1的第二端同时与电容cf1的第一端和电容c1的第一端相连，电容c1的第二端与电感l1的第一端相连，电感l1的第二端同时与原边线圈lp的第一端和副边线圈ldp-s的第一端相连，副边线圈ldp-s的第二端与电容cdp-s的第一端相连，电容cdp-s的第二端、原边线圈lp的第二端和电容cf1的第二端均与移相全桥逆变电路的第二交流输出端相连；

原边线圈ldp-p的第一端与电阻rin-par的第一端相连，原边线圈ldp-p的第二端同时与电阻rin-par的第二端和电阻rin-ser的第一端相连，已调信号加载在电阻rin-ser的第二端与原边线圈ldp-p的第一端和电阻rin-par的第一端的公共端之间；

原边线圈ldp-p的第一端与副边线圈ldp-s的第一端为同名端。

作为优选的是，移相全桥逆变电路包括nmos管q1～nmos管q4，nmos管q1～nmos管q4分别自带有体二极管d1～体二极管d4；

每个体二极管的阳极和阴极分别与其所属nmos管的源极和漏极相连；

nmos管q1的漏极与nmos管q2的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第一直流输入端；

nmos管q3的源极与nmos管q4的源极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第二直流输入端；

nmos管q1的源极与nmos管q3的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第一交流输出端；

nmos管q2的源极与nmos管q4的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第二交流输出端。

作为优选的是，信号调制单元包括直流电压源uin-d、nmos管q1d、nmos管q2d、电容c1d、电容c2d、与门and1、与门and2和非门not；

nmos管q1d和nmos管q2d分别自带有体二极管d1d和体二极管d2d；

每个体二极管的阳极和阴极分别与其所属nmos管的源极和漏极相连；

直流电压源uin-d的正极同时与nmos管q1d的漏极和电容c1d的第一端相连，直流电压源uin-d的负极同时与nmos管q2d的源极和电容c2d的第一端相连；

nmos管q1d的源极与nmos管q2d的漏极相连，二者的公共端与原边线圈ldp-p的第一端和电阻rin-par的第一端的公共端相连；

电容c1d的第二端与电容c2d的第二端相连，二者的公共端与电阻rin-ser的第二端相连；

与门and1的第一输入端和第二输入端分别接入第二高频交流电压信号和待传输的数据信号，与门and1的输出信号用于经第一驱动电路驱动nmos管q1d；

非门not的输入端接入第二高频交流电压信号，非门not的输出端和与门and2的第一输入端相连，与门and2的第二输入端接入待传输的数据信号，与门and2的输出信号用于经第二驱动电路驱动nmos管q2d。

作为优选的是，信号提取单元包括电容cds-s、隔离变压器te和电阻rout，隔离变压器te包括原边线圈lds-p和副边线圈lds-s；

副边补偿单元包括电感lf2、电感l2、电容cf2和电容c2；

整流单元为桥式整流电路；

滤波单元为电容cf；

电感l2的第一端同时与副边线圈lds-s的第一端和副边线圈ls的第一端相连，电感l2的第二端与电容c2的第一端相连，电容c2的第二端同时与电感lf2的第一端和电容cf2的第一端相连，电感lf2的第二端与桥式整流电路的第一交流输入端相连；

原边线圈lds-p的第一端与电阻rout的第一端相连，二者的公共端与信号解调单元的第一输入端相连；

原边线圈lds-p的第二端与电阻rout的第二端相连，二者的公共端与信号解调单元的第二输入端相连；

副边线圈lds-s的第二端与电容cds-s的第一端相连，电容cds-s的第二端同时与副边线圈ls的第二端、电容cf2的第二端和桥式整流电路的第二交流输入端相连；

桥式整流电路的第一直流输出端与电容cf的第一端相连，二者的公共端为负载的第一接入端，桥式整流电路的第二直流输出端与电容cf的第二端相连，二者的公共端为负载的第二接入端；

原边线圈lp的第一端和副边线圈ls的第一端为同名端，原边线圈lds-p的第一端和副边线圈lds-s的第一端为同名端。

作为优选的是，桥式整流电路包括二极管d5～二极管d8；

二极管d5的阳极与二极管d7的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第一交流输入端；

二极管d6的阳极与二极管d8的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第二交流输入端；

二极管d5的阴极与二极管d6的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第一直流输出端；

二极管d7的阳极与二极管d8的阳极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第二直流输出端；

负载为阻性负载rl。

作为优选的是，信号解调单元包括电压跟随器vf、高通滤波器hpf、功率放大器am1、包络检波器ed、低通滤波器lpf、功率放大器am2和滞回比较器hc；

信号提取单元提取到的已调信号在依次流经电压跟随器vf、高通滤波器hpf、功率放大器am1、包络检波器ed、低通滤波器lpf、功率放大器am2和滞回比较器hc之后，转换为数据信号。

本发明所述的无线能量与数据同步传输系统的参数设计方法包括：

步骤一、根据应用需求确定所述无线能量与数据同步传输系统的输入电压uin和输出电流irl、待传输能量信号的角频率ωp和已调信号的角频率ωd；

步骤二、根据应用需求设计松耦合变压器的尺寸，并确定原边线圈lp的自感系数lp、副边线圈ls的自感系数ls以及原边线圈lp与副边线圈ls的耦合系数k；

步骤三、根据公式(1)确定电感lf1的电感值lf1和电感lf2的电感值lf2：

式中，α为移相全桥逆变电路的移相角，α＝0；

根据公式(2)确定电容cf1的电容值cf1和电容cf2的电容值cf2：

步骤三、根据公式(3)和公式(4)确定原边线圈ldp-p的自感系数ldp-p、副边线圈ldp-s的自感系数ldp-s、原边线圈lds-p的自感系数lds-p和副边线圈lds-s的自感系数lds-s：

ldp-p＝ldp-s＝lds-p＝lds-s(3)

式中，γ为已调信号与待传输的能量信号的频率比，γ≥10；

xlf2、xls和xlp分别是电感lf2、副边线圈ls和原边线圈lp在ωp下的阻抗；

re为阻性负载rl的等效交流电阻的阻值，re＝(8/π²)rl，rl为阻性负载rl的阻值；

步骤四、根据公式(5)确定电容cdp-s的电容值cdp-s和电容cds-s的电容值cds-s：

步骤五、根据公式(6)和公式(7)确定电阻rout的电阻值rout和电阻rin-par的电阻值rin-par：

0.2×ωdlds-p≤rout≤2×ωdlds-p(6)

0.2×ωdldp-p≤rin-par≤2×ωdldp-p(7)

步骤六：确定电感l1的电感值l1和电感l2的电感值l2：

l1＝l2：

采用数值计算工具绘制数据传输增益gdata相对于l1的变化曲线，根据该变化曲线确定最大gdata对应的l1；

在确定l1和l2后，根据公式(2)确定电容c1的电容值c1和电容c2的电容值c2；

gdata定义为：

式中，uout为电阻rout两端电压的幅值，umd为已调信号的幅值；

步骤七：调节电阻rin-ser的电阻值，使uout与信号解调单元相匹配。

本发明所述的无线能量与数据同步传输系统的工作原理为：将电源侧输出的直流电压信号转换为第一高频交流电压信号，并将该高频交流电压信号作为待传输的能量信号。将待传输的数据信号作为调制信号，将第二高频交流电压信号作为载波信号，并采用调制信号调制载波信号，得到携带数据的已调信号。将已调信号加载到待传输的能量信号上，得到叠加信号。通过磁耦合单元将叠加信号自原边电路无线传输至副边电路。提取传输至副边电路的叠加信号中的已调信号，并将提取到的已调信号解调为数据信号。余下的能量信号在依次经整流和交流成分滤除后加载在负载的两端。

本发明的原边补偿单元用于减小原边电路的输入阻抗角，以限制无功功率的流动范围，提高能量传输效率。本发明的原边补偿单元还用于滤除因逆变单元的逆变而引入至原边电路中的高次谐波，以防止高次谐波进入信号加载单元和信号调制单元，影响数据的正常传输。

本发明的副边补偿单元用于减小副边电路的输入阻抗角，以限制无功功率的流动范围，提高能量传输效率。本发明的副边补偿单元还用于滤除因整流单元的整流和滤波单元的滤波而引入至副边电路中的高次谐波，以防止高次谐波进入信号提取单元和信号解调单元，影响数据的正常传输。

本发明所述的无线能量与数据同步传输系统，信号加载单元采用电容耦合的方式将已调信号加载到待传输的能量信号上，信号提取单元采用电容耦合的方式来提取已传输至副边电路的叠加信号中的已调信号。这里的已调信号即为背景技术中提到的数据载波信号。由此可知，本发明所述的无线能量与数据同步传输系统采用电容耦合的方式加载和提取数据载波信号。与电感耦合相比，电容耦合对数据载波信号的衰减较小。因此，本发明所述的无线能量与数据同步传输系统能够有效地解决现有基于多载波通信的无线能量与数据同步传输系统存在的数据载波信号在被加载和被提取时衰减严重的问题。

本发明所述的无线能量与数据同步传输系统，已调信号的频率大于待传输的能量信号的频率，即数据载波信号的频率大于功率载波信号的频率。如此设置，能够有效地降低功率传输对数据传输的干扰。另一方面，本发明所述的无线能量与数据同步传输系统在原边电路和副边电路中分别设置有原边补偿单元和副边补偿单元。原边补偿单元和副边补偿单元均为基于lclc结构的高阶滤波网络，分别用于滤除原边电路中的高次谐波和副边电路中的高次谐波。如此设置，能够进一步地降低功率传输对数据传输的干扰。因此，本发明所述的无线能量与数据同步传输系统能够有效地解决现有基于多载波通信的无线能量与数据同步传输系统存在的功率传输对数据传输干扰大的问题。

附图说明

在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法进行更详细的描述，其中：

图1为实施例所述的无线能量与数据同步传输系统的电路原理图；

图2为实施例提及的信号调制单元的电路原理图；

图3为实施例提及的信号解调单元的结构框图；

图4为实施例提及的耦合系数k为0.304、能量与数据同步传输时系统的输入电压信号、输入电流信号、输出电压信号和输出电流信号的波形图；

图5为实施例提及的耦合系数k为0.304时已调信号和解调出的数据信号的波形图；

图6为实施例提及的耦合系数k为0.121、能量与数据同步传输时系统的输入电压信号、输入电流信号、输出电压信号和输出电流信号的波形图；

图7为耦合系数k为0.121时已调信号和解调出的数据信号的波形图；

图8为实施例提及的耦合系数k为0.304、无数据传输时系统的输入电压信号、输入电流信号、输出电压信号和输出电流信号的波形图；

图9为实施例提及的电阻rin-ser＝50ω时已调信号和信号解调单元的输入电压信号的波形图；

图10为实施例提及的电阻rin-ser＝25ω时已调信号和信号解调单元的输入电压信号的波形图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明所述的无线能量与数据同步传输系统及其参数设计方法作进一步说明。

实施例：下面结合图1～图10详细地说明本实施例。

本实施例所述的无线能量与数据同步传输系统包括原边电路、磁耦合单元和副边电路；

原边电路包括逆变单元、原边补偿单元、信号调制单元和信号加载单元；

逆变单元用于将直流电压源输出的直流电压信号转换为第一高频交流电压信号，该高频交流电压信号为待传输的能量信号；

原边补偿单元用于减小原边电路的输入阻抗角以及滤除因逆变单元的逆变而引入至原边电路中的高次谐波；

信号调制单元用于采用待传输的数据信号对第二高频交流电压信号进行调制，得到已调信号；

信号加载单元用于采用电容耦合的方式将已调信号加载到待传输的能量信号上，得到叠加信号；

所述无线能量与数据同步传输系统通过磁耦合单元实现叠加信号自原边电路至副边电路的无线传输；

副边电路包括信号提取单元、信号解调单元、副边补偿单元、整流单元和滤波单元；

信号提取单元用于采用电容耦合的方式来提取已传输至副边电路的叠加信号中的已调信号；

信号解调单元用于对提取到的已调信号进行解调，得到数据信号；

整流单元用于将余下的能量信号转换为直流电压信号，滤波单元用于滤除该直流电压信号中的交流成分，滤波后的直流电压信号加载在负载的两端；

副边补偿单元用于减小副边电路的输入阻抗角以及滤除因整流单元的整流和滤波单元的滤波而引入至副边电路中的高次谐波；

原边补偿单元与副边补偿单元的电路结构相同，均为lclc补偿电路；

已调信号的频率大于待传输的能量信号的频率。

本实施例的磁耦合单元为松耦合变压器，松耦合变压器包括原边线圈lp和副边线圈ls。

本实施例的逆变单元为移相全桥逆变电路；

原边补偿单元包括电感lf1、电感l1、电容cf1和电容c1；

信号加载单元包括电阻rin-ser、电阻rin-par、隔离变压器ti和电容cdp-s，隔离变压器ti包括原边线圈ldp-p和副边线圈ldp-s；

移相全桥逆变电路的第一直流输入端和第二直流输入端分别与直流电压源的正极和负极相连，移相全桥逆变电路的第一交流输出端与电感lf1的第一端相连，电感lf1的第二端同时与电容cf1的第一端和电容c1的第一端相连，电容c1的第二端与电感l1的第一端相连，电感l1的第二端同时与原边线圈lp的第一端和副边线圈ldp-s的第一端相连，副边线圈ldp-s的第二端与电容cdp-s的第一端相连，电容cdp-s的第二端、原边线圈lp的第二端和电容cf1的第二端均与移相全桥逆变电路的第二交流输出端相连；

原边线圈ldp-p的第一端与电阻rin-par的第一端相连，原边线圈ldp-p的第二端同时与电阻rin-par的第二端和电阻rin-ser的第一端相连，已调信号加载在电阻rin-ser的第二端与原边线圈ldp-p的第一端和电阻rin-par的第一端的公共端之间；

原边线圈ldp-p的第一端与副边线圈ldp-s的第一端为同名端。

本实施例的移相全桥逆变电路包括nmos管q1～nmos管q4，nmos管q1～nmos管q4分别自带有体二极管d1～体二极管d4；

每个体二极管的阳极和阴极分别与其所属nmos管的源极和漏极相连；

nmos管q1的漏极与nmos管q2的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第一直流输入端；

nmos管q3的源极与nmos管q4的源极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第二直流输入端；

nmos管q1的源极与nmos管q3的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第一交流输出端；

nmos管q2的源极与nmos管q4的漏极相连，二者的公共端为移相全桥逆变电路的第二交流输出端。

本实施例的信号调制单元包括直流电压源uin-d、nmos管q1d、nmos管q2d、电容c1d、电容c2d、与门and1、与门and2和非门not；

nmos管q1d和nmos管q2d分别自带有体二极管d1d和体二极管d2d；

每个体二极管的阳极和阴极分别与其所属nmos管的源极和漏极相连；

直流电压源uin-d的正极同时与nmos管q1d的漏极和电容c1d的第一端相连，直流电压源uin-d的负极同时与nmos管q2d的源极和电容c2d的第一端相连；

nmos管q1d的源极与nmos管q2d的漏极相连，二者的公共端与原边线圈ldp-p的第一端和电阻rin-par的第一端的公共端相连；

电容c1d的第二端与电容c2d的第二端相连，二者的公共端与电阻rin-ser的第二端相连；

与门and1的第一输入端和第二输入端分别接入第二高频交流电压信号和待传输的数据信号，与门and1的输出信号用于经第一驱动电路驱动nmos管q1d；

非门not的输入端接入第二高频交流电压信号，非门not的输出端和与门and2的第一输入端相连，与门and2的第二输入端接入待传输的数据信号，与门and2的输出信号用于经第二驱动电路驱动nmos管q2d。

本实施例的信号提取单元包括电容cds-s、隔离变压器te和电阻rout，隔离变压器te包括原边线圈lds-p和副边线圈lds-s；

副边补偿单元包括电感lf2、电感l2、电容cf2和电容c2；

整流单元为桥式整流电路；

滤波单元为电容cf；

电感l2的第一端同时与副边线圈lds-s的第一端和副边线圈ls的第一端相连，电感l2的第二端与电容c2的第一端相连，电容c2的第二端同时与电感lf2的第一端和电容cf2的第一端相连，电感lf2的第二端与桥式整流电路的第一交流输入端相连；

原边线圈lds-p的第一端与电阻rout的第一端相连，二者的公共端与信号解调单元的第一输入端相连；

原边线圈lds-p的第二端与电阻rout的第二端相连，二者的公共端与信号解调单元的第二输入端相连；

副边线圈lds-s的第二端与电容cds-s的第一端相连，电容cds-s的第二端同时与副边线圈ls的第二端、电容cf2的第二端和桥式整流电路的第二交流输入端相连；

桥式整流电路的第一直流输出端与电容cf的第一端相连，二者的公共端为负载的第一接入端，桥式整流电路的第二直流输出端与电容cf的第二端相连，二者的公共端为负载的第二接入端；

原边线圈lp的第一端和副边线圈ls的第一端为同名端，原边线圈lds-p的第一端和副边线圈lds-s的第一端为同名端。

本实施例的桥式整流电路包括二极管d5～二极管d8；

二极管d5的阳极与二极管d7的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第一交流输入端；

二极管d6的阳极与二极管d8的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第二交流输入端；

二极管d5的阴极与二极管d6的阴极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第一直流输出端；

二极管d7的阳极与二极管d8的阳极相连，二者的公共端为桥式整流电路的第二直流输出端；

负载为阻性负载rl。

本实施例的信号解调单元包括电压跟随器vf、高通滤波器hpf、功率放大器am1、包络检波器ed、低通滤波器lpf、功率放大器am2和滞回比较器hc；

信号提取单元提取到的已调信号在依次流经电压跟随器vf、高通滤波器hpf、功率放大器am1、包络检波器ed、低通滤波器lpf、功率放大器am2和滞回比较器hc之后，转换为数据信号。

本实施例的电容cdp-s和副边线圈ldp-s构成带通滤波器，用于抑制功率传输引入的低频噪声。

本实施例的电容cds-s和副边线圈lds-s构成带通滤波器，用于抑制功率传输引入的低频噪声。

图2为信号调制单元的电路原理图。其中，uin-d为信号调制单元的直流输入电压，uc为第二高频交流电压信号，uod为原始数据信号，umd为已调信号。本实施例的信号调制单元采用uod对uc进行调制，调制方式为二进制幅移键控。

本实施例的电容c1d和电容c2d构成半桥逆变器，用于对输入信号进行功率放大。

图3为信号解调单元的结构框图。如图3所示，本实施例的信号解调单元包括电压跟随器vf、高通滤波器hpf、功率放大器am1、包络检波器ed、低通滤波器lpf、功率放大器am2和滞回比较器hc。电压跟随器vf用于对输入信号进行隔离及阻抗变换。高通滤波器hpf用于滤除输入信号中的低频噪声。功率放大器am1用于对输入信号进行放大。包络检波器ed用于对输入信号进行检波。低通滤波器lpf用于滤除输入信号中的高频噪声。功率放大器am2和滞回比较器hc共同用于对数据信号进行恢复。udd为解调出的数据信号。

本实施例所述的无线能量与数据同步传输系统的参数设计方法包括：

步骤一、根据应用需求确定所述无线能量与数据同步传输系统的输入电压uin和输出电流irl、待传输能量信号的角频率ωp和已调信号的角频率ωd；

步骤二、根据应用需求设计松耦合变压器的尺寸，并确定原边线圈lp的自感系数lp、副边线圈ls的自感系数ls以及原边线圈lp与副边线圈ls的耦合系数k；

步骤三、根据公式(1)确定电感lf1的电感值lf1和电感lf2的电感值lf2：

式中，α为移相全桥逆变电路的移相角，α＝0；

根据公式(2)确定电容cf1的电容值cf1和电容cf2的电容值cf2：

步骤三、根据公式(3)和公式(4)确定原边线圈ldp-p的自感系数ldp-p、副边线圈ldp-s的自感系数ldp-s、原边线圈lds-p的自感系数lds-p和副边线圈lds-s的自感系数lds-s：

ldp-p＝ldp-s＝lds-p＝lds-s(3)

式中，γ为已调信号与待传输的能量信号的频率比，γ≥10；

xlf2、xls和xlp分别是电感lf2、副边线圈ls和原边线圈lp在ωp下的阻抗；

re为阻性负载rl的等效交流电阻的阻值，re＝(8/π²)rl，rl为阻性负载rl的阻值；

步骤四、根据公式(5)确定电容cdp-s的电容值cdp-s和电容cds-s的电容值cds-s：

步骤五、根据公式(6)和公式(7)确定电阻rout的电阻值rout和电阻rin-par的电阻值rin-par：

0.2×ωdlds-p≤rout≤2×ωdlds-p(6)

0.2×ωdldp-p≤rin-par≤2×ωdldp-p(7)

步骤六：确定电感l1的电感值l1和电感l2的电感值l2：

l1＝l2：

采用数值计算工具绘制数据传输增益gdata相对于l1的变化曲线，根据该变化曲线确定最大gdata对应的l1；

在确定l1和l2后，根据公式(2)确定电容c1的电容值c1和电容c2的电容值c2；

gdata定义为：

式中，uout为电阻rout两端电压的幅值，umd为已调信号的幅值；

步骤七：调节电阻rin-ser的电阻值，使uout与信号解调单元相匹配。

本实施例通过实验结果来说明所述无线能量与数据同步传输系统的效果：

图4为耦合系数k为0.304、能量与数据同步传输时系统的输入电压信号uin、输入电流信号iin、输出电压信号url和输出电流信号irl的波形图。经计算，系统输入功率为106w，系统输出功率为95.9w，系统效率为90.5％。由此可知，本实施例所述的无线能量与数据同步传输系统能够以较高的效率进行能量传输。

图5为耦合系数k为0.304时已调信号umd和解调出的数据信号udd的波形图。如图所示，传输的二进制数为11101100，原始数据与解调数据完全相同。图中的数据延迟时间为9.4μs，22位有效数据传输时间为184.8μs，系统的数据传输速率高达119kbps，数据传输功耗仅为0.2w。

图6为耦合系数k为0.121、能量与数据同步传输时系统的输入电压信号uin、输入电流信号iin、输出电压信号url和输出电流信号irl的波形图。图7为耦合系数k为0.121时已调信号umd和解调出的数据信号udd的波形图。

将图6与图4对比，将图7与图5对比可知：尽管耦合系数k降低了60.2％(从0.304到0.121)，但发送的数据仍能正确解调，数据延迟时间和数据传输速率基本不受影响。

图8为耦合系数k为0.304、无数据传输时系统的输入电压信号uin、输入电流信号iin、输出电压信号url和输出电流信号irl的波形图。经计算，系统输入功率和系统输出功率分别为101.4w和91.9w。与能量与数据同步传输的情形相比，系统输入功率和系统输出功率分别下降了4.3％和4.2％，系统效率几乎不变。由此可见，数据传输对功率传输的影响可以忽略。

图9为电阻rin-ser＝50ω时已调信号umd和信号解调单元的输入电压信号uout的波形图，图10为电阻rin-ser＝25ω时已调信号umd和信号解调单元的输入电压信号uout的波形图。根据图9与图10对比可知：已调信号umd保持不变，信号解调单元的输入电压信号uout随电阻rin-ser的减小而增大。因此，可以通过调节电阻rin-ser的阻值来调整副边提取到的已调信号的强度。

本实施例所搭建的无线能量与数据同步传输系统的额定输出功率为100w，该系统的主要参数见表1：

表1无线能量与数据同步传输系统的主要参数

表1中，fp和fd分别为待传输能量信号的频率和已调信号的频率，kti和kte分别为隔离变压器ti的耦合系数和隔离变压器te的耦合系数。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。