原边恒流控制装置及补偿电流信号提取方法与流程

本发明属于电力电子技术领域中的开关电源技术，涉及一种适用于llc谐振变换器或其它类型谐振变换器的原边恒流控制装置。

背景技术：

近年来，发光二极管(led)以其高亮度、长寿命、高效率等特点，已被广泛应用在日常生活中，用以替代传统的照明设备：白炽灯、荧光灯和金属卤化物灯等。然而，led属于直流型负载，且其发光亮度直接依赖于流过led的正向电流。因此，为了保证led灯发光亮度的一致性，通常采用恒流源驱动。

基于照明设备安全的考虑，许多led灯具要求led驱动器必须具备隔离装置，以实现电网输入与变换器输出的电气隔离。因此，在小功率led照明设备中，通常采用低成本的单级反激式拓扑实现led驱动器的功率电路设计。反激电路不仅能实现交直流能量转化，同时可实现变压器原副边绕组的电气隔离。在中大功率领域，则通常采用两级式的拓扑结构。如图1所示，前级通常采用升压(boost)电路作为功率因数校正，以实现交直流能量转换并输出稳定直流电压；后级采用高效率的半桥llc谐振变换器调理led灯的输出电流，并实现led灯具设备的电气隔离。

然而，传统的llc谐振变换器为了实现电流的稳定输出，通常采用光耦对输出采样进行反馈控制。图2描述了传统光耦负反馈的控制框图，通过对输出侧led电流进行采样，与调节环模块中的电流基准值进行比较，输出闭环调节信号并通过光耦传输至llc谐振变换器原边的驱动控制模块，通过改变llc谐振变换器的开关频率实现恒定电流输出。但是，为实现隔离反馈采用的光耦器件存在老化问题，影响电路的稳定性，并且减弱了设备电气隔离的强度。

因此，研究基于llc谐振变换器的原边恒流控制装置是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。

技术实现要素：

本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种适用于llc谐振变换器的原边恒流控制装置。本发明对llc谐振变换器工作在连续模式(continuousconductionmode，简称ccm)和断续模式(discontinuousconductionmode，简称dcm)时同时适用，通过原边恒流控制输出恒定、高精度的副边电流。

本发明原边恒流控制装置包括：等效输出电流模块、调节环模块，驱动控制模块。

等效输出电流模块，接收反映变换器的变压器两端绕组电压的信号以及变换器的原边谐振电流信号，产生第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg和补偿电流信号vpri2_avg，第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg和补偿电流信号vpri2_avg相加之后输出反映输出电流平均值的输出电流等效信号vio_est。

所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg由第一谐振区间内的原边谐振电流信号经过整形、平均等方式获得。

所述补偿电流信号vpri2_avg根据第二谐振区间内的原边谐振电流信号经过整形、平均等方式得到的第二谐振区间平均电流信号反映第一谐振区间内的变压器绕组电压平均幅值的信号和反映第二谐振区间内的变压器绕组电压平均幅值的信号由对应关系得到。

所述第一谐振区间对应变换器的副边整流管导通时，原边的谐振电感与谐振电容发生谐振的区间，该区间在电流连续模式和电流断续模式皆存在；所述第二谐振区间对应变换器副边整流管关断时，原边的谐振电感、谐振电容以及变压器励磁电感发生谐振的区间，该区间仅在电流断续模式下存在。

其中，在电流连续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg可等效反映输出电流平均值，所述补偿电流信号vpri2_avg为零；在电流断续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg近似反映输出电流平均值，所述补偿电流信号vpri2_avg反映所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与等效输出电流之间的误差值。

优选的，所述第一谐振区间和第二谐振区间可通过检测反映变压器两端绕组电压的信号得到。

优选的，所述等效输出电流模块接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；根据变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，上述直接传输和极性翻转之后的信号重新组合后获得原边电流整形信号；其后根据时间区间将原边电流整形信号分解成第一谐振区间电流信号和第二谐振区间电流信号；对第一谐振区间电流信号进行平均处理获得第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg；对第二谐振区间电流信号进行平均处理获得第二谐振区间平均电流信号vpri2_avg。

优选的，所述等效输出电流模块接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；根据时间区间将所述原边谐振电流信号分解成第一谐振区间电流信号和第二谐振区间电流信号；根据变压器绕组电压极性对第一谐振区间电流信号进行整形：将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转；上述直接传输和极性翻转之后的波形重新组合并进行平均处理或平均处理之后再相加获得第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg；根据变压器绕组电压极性对第二谐振区间电流信号进行整形：将第二谐振区间电流信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，将第二谐振区间电流信号在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转；上述直接传输和极性翻转之后的信号重新组合并进行平均处理或平均处理之后再相加获得第二谐振区间平均电流信号vpri2_avg。

优选的，所述原边恒流控制装置还包括调节环模块，调节环模块的输入端接所述等效输出电流模块的输出端，用于根据接收的输出电流等效信号vio_est与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号vcomp。

优选的，所述原边恒流控制装置还包括驱动控制模块，驱动控制模块的输入端接所述调节环模块的输出端，用于产生其输出频率受vcomp控制的占空比接近50％、两两互补、存在一定死区时间的多路互补驱动信号。

优选的，所述等效输出电流模块包括比较模块，采样电流整形模块，绕组电压整流模块，第二谐振区间时间检测模块，第一谐振区间电流提取与平均模块，补偿比例计算模块，补偿电流计算模块和加法器。

比较模块的输入端接收反映llc谐振变换器的变压器t绕组电压信息的电压信号vaux，输出反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn。

采样电流整形模块的第一输入端接收llc谐振变换器的原边电流采样信号vir，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，采样电流翻转模块首先根据反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将原边电流采样信号vir在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号vir整形后的信号vir_rec。

绕组电压整流模块的输入端接收llc谐振变换器变压器t辅助绕组wa传送过来的电压信号vaux，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块的第一输出端和第二输出端，用于对vaux的波形进行整流，输出vaux整流后的信号vaux_rec。

第二谐振区间时间检测模块的输入端接所述绕组电压整流模块的输出端，其输出端输出脉冲信号vg_dcm。第二谐振区间时间检测模块用于检测第二谐振区间时间，脉冲信号vg_dcm的高电平反映第二谐振区间时间。

第一谐振区间电流提取与平均模块的第一输入端接收采样电流翻转模块的输出信号，第二输入端接收第二谐振区间时间检测模块输出的脉冲信号vg_dcm，输出第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg。在电流连续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg可等效反映输出电流平均值，在电流断续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg近似反映输出电流平均值，二者存在一定的误差。

补偿比例计算模块的第一输入端接第二谐振区间时间检测模块的输出端，其第二输入端接绕组电压整流模块的输出端，根据接收的反映第二谐振区间时间的脉冲信号vg_dcm和变压器辅助绕组电压信号整流后的信号vaux_rec获得补偿比例脉冲信号vg_com。

补偿电流计算模块的第一输入端接采样电流整形模块的输出端，其第二输入端接第二谐振区间时间检测模块的输出端，其第三输入端接补偿比例计算模块的输出端，根据接收的原边电流采样信号vir整形后的信号vir_rec、反映第二谐振区间时间的脉冲信号vg_dcm和补偿比例脉冲信号vg_com获得补偿电流信号vpri2_avg。所述补偿电流信号vpri2_avg用于补偿在第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与输出电流平均值之间的误差，在电流连续模式下，由于vir_rec2等于零，补偿电流信号vpri2_avg等于零。

加法器的第一输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块的输出端，其第二输入端接所述补偿电流计算模块的输出端，用于将第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与补偿电流信号vpri2_avg进行叠加，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vio_est。

优选的，驱动控制模块可采用现有技术的集成控制芯片的类似结构，实现对开关管的脉冲频率控制以及增加开关驱动能力，属于本专业技术领域公知技术。

优选的，所述原边恒流控制装置可与变换器构成原边恒流装置，所述变换器是传统的半桥llc谐振变换器、全桥llc谐振变换器或其它类型的谐振变换器。

一种补偿电流信号提取方法，包含以下步骤：

1)采样变换器的原边谐振电流信号vir；

2)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号vir在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，原边电流采样信号经直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号vir_rec；

3)根据整形之后的信号vir_rec获得其处于第二谐振区间之内的信号vir_rec2；

4)得到信号vir_rec2的平均值

5)提取反映变换器的变压器绕组电压在第一谐振区间的平均幅值的信号以及反映变换器的变压器绕组电压在第二谐振区间的平均幅值的信号

6)根据公式获得补偿电流信号vpri2_avg。

一种补偿电流信号提取方法，所述方法包含以下步骤：

1)采样变换器的原边谐振电流信号vir；

2)获得原边谐振电流信号vir处于第二谐振区间之内的信号vir2；

3)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的信号vir2进行整形：将信号vir2在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号vir_rec2；

4)得到信号vir_rec2的平均值

5)提取反映变换器的变压器绕组电压在第一谐振区间的平均幅值的信号以及反映变换器的变压器绕组电压在第二谐振区间的平均幅值的信号

6)根据公式获得补偿电流信号vpri2_avg。

优选的，所述补偿电流信号提取方法的步骤并非固定，其中一些步骤顺序可以调整或互换。

本发明的有益效果在于：本发明提出的原边恒流控制装置，无需光耦和副边反馈电路，即可实现llc谐振变换器高精度的输出恒流控制。本发明的原边恒流控制装置同时适用于llc谐振变换器工作在ccm和dcm模式下，适用范围不受限制。因此相比传统的llc谐振变换器装置如llcled驱动器，本发明可省去了光耦和副边反馈电路，有效提高了电路的可靠性。此外，原边恒流控制装置可以进一步集成为单芯片，进一步降低电路成本。

附图说明

图1为后级采用半桥llc谐振变换器的传统ac-dc两级式led驱动器；

图2为半桥llc谐振变换器采用副边光耦隔离负反馈的控制框图；

图3为llc谐振变换器应用于电流波形对称的电流连续模式下时的原边电流波形；

图4为llc谐振变换器应用于电流波形对称的电流断续模式下时的原边电流波形；

图5为本发明的原边恒流控制装置与一种半桥llc谐振变换器构成的原边恒流装置控制框图；

图6为基于图5所示的本发明的原边恒流控制装置控制框图的一个具体实施例；

图7为图6所示的本发明的原边恒流控制装置的一个具体实施例在电流连续情况下的主要波形；

图8为图6所示的本发明的原边恒流控制装置的一个具体实施例在电流断续情况下的主要波形；

图9为本发明的原边恒流控制装置与一种全桥llc谐振变换器构成的原边恒流装置具体实施例示意图。

具体实施方式

本发明采用原边反馈控制技术实现llc谐振变换器的输出恒流控制，对于变换器工作在电流连续模式或断续模式条件下皆适用，所述llc谐振变换器的电流连续模式或断续模式对于本专业技术领域属于公知技术。本发明所述实施例适用于llc谐振变换器电流波形对称或近似对称的情况。

首先对本发明提出的llc谐振变换器的原边恒流的原理进行分析。

当llc谐振变换器应用于电流波形对称的电流连续模式下时，原边电流波形如图3所示。在电流波形对称的连续模式下，由于每半个开关周期的波形相同，因此可以以半个开关周期进行分析

根据输出电流io与原边谐振电流之间的关系可做如下推导：

其中，ni为变压器t原边绕组wp和副边绕组ws匝数之比；ts为开关管的开关周期，ir_rec(t)和im_rec(t)是原边谐振电流和励磁电流经半周期翻转之后的波形。

结合图3和公式(1)可知，在半个开关周期内，输出电流io与ir_rec和im_rec之差的平均值成正比。在实际电路中，ir_rec可以直接采样并经逻辑电路翻转得到，im_rec却无法直接获得。

如图3所示，当llc拓扑工作在稳定输出条件下，im_rec在半个开关周期内具有对称的起点电流值-im和终点电流值im，即-im_rec(0)＝im_rec(tr/2)。因此在半个开关周期内，对应的阴影部分sm1和sm2具有相同的面积，即sm1＝sm2。进一步地，根据积分原理可知：

结合公式(1)和(2)，可最终得到连续模式下，输出电流的表达式：

因此在电流波形对称的电流连续模式下，由于llc谐振变换器中励磁电流im的对称特性，半个开关周期内的励磁电流im的正负面积可相互抵消，所以可通过采样llc原边谐振电流ir，对所采样的信号进行翻转并提取平均值可得到反映输出电流io变化的信号。

当本发明应用于电流波形对称的电流断续模式条件下时，原边电流波形和辅助绕组波形vaux如图4所示。半个开关周期内的谐振电流波形变化包含为两个部分：

(1)第一谐振区间[0，tr/2]∪[ts/2，ts/2+tr/2]：谐振电流ir和励磁电流im工作状态与连续模式条件下一致。

(2)第二谐振区间[tr/2，ts/2]∪[tr/2+ts/2，ts]：输出二极管断开，谐振电感lr与励磁电感lm和谐振电容cr发生谐振，励磁电流im的斜率相对第一谐振区间发生改变，谐振电流ir和励磁电流im相等。

其中，tr为谐振电感lr和谐振电容cr所对应的谐振周期。在电流波形对称情况下，由于每半个开关周期的波形相同，因此可以以半个开关周期进行分析。

输出电流io与原边电流之间的关系可用等式(4)表示。

根据辅助绕组电压vaux的波形，可有效提取出第一谐振区间[0，tr/2]的原边电流波形。但im_rec的起始电流和tr/2时刻的电流幅值不再相等，即-im_rec(0)≠im_rec(tr/2)。因此，在半个谐振周期内的im_rec平均值不再为零。

进一步，如果假im_rec在tr/2时刻之后电流变化率保持不变继续增加，在tr/2+t1时刻达到最大值im，即im_rec(tr/2+t1)＝im。由图4可知，im_rec在第一谐振区间内平均值不为零的原因在于缺少了[tr/2，tr/2+t1]区间的面积s1。s1在半个开关周期内的平均值如式(5)所示：

im_rec在第二谐振区间[tr/2，ts/2]内的面积s2在半个开关周期平均值如式(6)所示：

其中，t2＝ts/2-tr/2。结合公式(5)和(6)可进一步推导出等式(7)：

在第一谐振区间[0，tr/2]，输出全波整流二极管d1和d2导通，原边绕组wp两端电压被钳位在nivo。在第二谐振区间[tr/2，ts/2]，输出全波整流二极管d1和d2导通关断，变压器励磁电感lm、谐振电感lr以及谐振电容cr谐振，变压器励磁电感lm两端电压即为变压器原边绕组wp两端电压，变压器原边绕组wp两端电压低于nivo。由于此区间时间较短，对应的变压器原边绕组电压变化较小，因此可近似取该区间内的变压器原边绕组电压平均值作为此区间电压值。参考图4，忽略变压器绕组漏感影响，进一步根据变压器励磁电流im与变压器绕组电压的对应关系可得：

其中，和分别为变压器辅助绕组wa的两端电压在第一谐振区间[0，tr/2]和第二谐振区间[tr/2，ts/2]内的平均值。由公式(7)和(8))可得：

因此，在半个开关周期内需要补偿的平均电流值为：

进一步可以得到断续工作模式下输出电流io与谐振电流ir的关系式如式(11)所示：

综合上述推导，结合目标方程表达式(3)和(11)，可实现具有对称电流波形的llc谐振变换器在电流连续模式和断续模式下副边输出电流的恒流控制。进一步，根据上述对具有对称电流波形的llc谐振变换器的分析可以发现，当变换器工作在电流连续模式时，可以通过直接采样原边谐振电流波形进行翻转和平均后得到输出电流平均值的信息，而当变换器工作在电流断续模式时，可以通过提取第二谐振区间的翻转后的励磁电流im_rec对直接采样的原边谐振电流波形进行翻转和平均后得到输出电流平均值进行补偿后获得输出电流平均值的信息。基于上述思想，本发明提出了一种原边恒流控制装置用于实现llc谐振变换器在电流连续模式和断续模式下输出电流的恒定控制。

参考图5示出的本发明的原边恒流控制装置与一种半桥llc谐振变换器构成的原边恒流装置实施例连接示意图，所述半桥llc谐振变换器包括：输入电容cin、原边开关管q1和q2、谐振电感lr、谐振电容cr、变压器t，全波整流输出二极管d1和d2以及输出电容co，所述变压器t至少包括一个原边绕组wp，第一副边绕组ws1、第二副边绕组ws2和辅助绕组wa，两个副边绕组具有相同匝数。输入电容cin的一端接原边开关桥臂开关管q1的漏极，输入电容cin的一另端接原边开关桥臂开关管q2的源极、原边绕组wp的一端和地，原边开关桥臂开关管q1的源极接原边开关桥臂开关管q2的漏极和谐振电感lr的一端，原边开关桥臂开关管q1和开关管q2的栅极分别接驱动信号vg1和vg2，谐振电感lr的另一端接谐振电容cr的一端，谐振电容cr的另一端接原边绕组wp的另一端，辅助绕组wa的一端输出反映原边绕组电压变化的信号vaux，辅助绕组wa的另一端接原边地，副边绕组ws的一端接输出二极管d1的阳极，副边绕组ws的另一端接输出二极管d2的阳极，副边绕组ws的中心抽头接输出电容co的一端和副边地，输出二极管d1的阴极接输出二极管d2的阴极和输出电容co的另一端。

参照图5示出的本发明的原边恒流控制装置100框图，本发明的原边恒流控制装置100包括：等效输出电流模块101、调节环模块102，驱动控制模块103。

等效输出电流模块101接收反映llc谐振变换器的变压器t的两端绕组电压的信号以及llc谐振变换器的原边谐振电流采样信号，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vio_est。

调节环模块102的输入端接所述等效输出电流模块101的输出端，用于根据接收的输出电流等效信号vio_est与其内部设置的基准比较，并经补偿网络放大之后产生误差放大信号vcomp。

驱动控制模块103的输入端接所述调节环模块102的输出端，用于产生其输出频率受vcomp控制的占空比接近50％、两两互补、存在一定死区时间的多路互补驱动信号。

进一步，所述等效输出电流模块101包括比较模块1011，采样电流整形模块1012，绕组电压整流模块1013，第二谐振区间时间检测模块1014，第一谐振区间电流提取与平均模块1015，补偿比例计算模块1016，补偿电流计算模块1017和加法器1018。

在本实施例中，比较模块1011的输入端接收llc谐振变换器的变压器t辅助绕组wa传送的电压信号vaux，输出反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn。

采样电流整形模块1012的第一输入端接收llc谐振变换器的原边电流采样信号vir，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块101的第一输出端和第二输出端，采样电流整形模块1012首先根据反映vaux正负极性区间的脉冲信号vp和vn，将原边电流采样信号vir在vaux正极性区间的波形进行直接传输，而将其在vaux负极性区间的波形极性翻转，从而获得原边电流采样信号vir整形后的信号vir_rec。

绕组电压整流模块1013的输入端接收llc谐振变换器变压器t辅助绕组wa传送过来的电压信号vaux，其第二输入端和第三输入端分别接所述比较模块101的第一输出端和第二输出端，用于对vaux的波形进行整流，输出vaux整流后的信号vaux_rec。

第二谐振区间时间检测模块1014的输入端接所述绕组电压整流模块1014的输出端，其输出端输出脉冲信号vg_dcm。第二谐振区间时间检测模块1014用于检测第二谐振区间时间，脉冲信号vg_dcm的高电平反映第二谐振区间时间。

第一谐振区间电流提取与平均模块1015的第一输入端接收采样电流翻转模块1012的输出信号，第二输入端接收第二谐振区间时间检测模块1014输出的脉冲信号vg_dcm，输出第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg。在电流连续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg可等效反映输出电流平均值，在电流断续模式下，所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg近似反映输出电流平均值，二者存在一定的误差。

补偿比例计算模块1016的第一输入端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，其第二输入端接绕组电压整流模块1013的输出端，根据接收的反映第二谐振区间时间的脉冲信号vg_dcm和变压器辅助绕组电压信号整流后的信号vaux_rec获得补偿比例脉冲信号vg_com，补偿比例脉冲信号vg_com的占空比与等式(10)中的和电压之比等效。

补偿电流计算模块1017的第一输入端接采样电流整形模块1012的输出端，其第二输入端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，其第三输入端接补偿比例计算模块1016的输出端，根据接收的原边电流采样信号vir整形后的信号vir_rec、反映第二谐振区间时间的脉冲信号vg_dcm和补偿比例脉冲信号vg_com获得补偿电流信号vpri2_avg。所述补偿电流信号vpri2_avg用于补偿在第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与输出电流平均值之间的误差，在电流连续模式下，由于vir_rec2等于零，补偿电流信号vpri2_avg等于零。

加法器1018的第一输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块1015的输出端，其第二输入端接所述补偿电流计算模块1017的输出端，用于将第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与补偿电流信号vpri2_avg进行叠加，输出反映等效平均输出电流的输出电流等效信号vio_est。

图6为基于图5所示本发明的原边恒流控制装置控制框图的一个具体实施例，图7和图8分别为具有电流连续模式和电流断续模式下实施例的主要波形。由于连续模式下无需对反馈信号进行补偿，与之相关的部分波形随时间变化的值为零，因此对图7中的波形进行了简化。

参考图6所示具体实施例，其中：

比较模块1011由比较器uc1和反相器un1组成；其中比较器uc1的正相输入端接收llc谐振变换器变压器t辅助绕组wa传送过来的电压信号vaux，比较器uc1的反相输入端接原边地，比较器uc1的输出端输出脉冲信号vp，反相器un1的输入端接比较器uc1的输出端，反相器un1的输出端输出脉冲信号vn。

采样电流整形模块1012包括四开关si1～si4构成的电平翻转电路、运算放大器uop1和电阻r1～r4构成的差分放大电路以及采样保持电容c1。其中开关si1的一端和开关si3的一端接收llc谐振变换器传送过来的原边电流采样信号vir，开关si1的另一端接开关si2的一端、电容c1的一端和电阻r2的一端，开关si1的控制端接收比较模块1011的输出的脉冲信号vp；开关si2的另一端接si4的一端和原边地，开关si2的控制端接收比较模块1011输出的脉冲信号vn；开关si3的另一端接开关si4的另一端、电容c1的另一端和电阻r3的一端，开关si3的控制端接收比较模块1011的输出的脉冲信号vn；开关si4的控制端接比较模块1011的输出的脉冲信号vp；电阻r2的另一端接电阻r1的一端和运算放大器uop1的正相输入端；电阻r1的另一端接原边地；电阻r3的另一端接电阻r4的一端和运算放大器uop1的反相输入端；运算放大器uop1的输出端接电阻r4的另一端，输出原边电流采样信号vir整形后的信号vir_rec。参考图7和图8的波形，四开关si1～si4组成的电平翻转电路在开关周期内可实现对原边电流采样信号vir在vaux正极性区间的波形进行直接传输和在vaux负极性区间的波形极性翻转。

绕组电压整流模块1013包括四开关sv1～sv4组成电平翻转电路、电容c7以及运算放大器uop3和电阻r7～r10组成差分放大电路的。开关sv1的一端接开关sv3的一端，并且接收llc谐振变换器变压器t辅助绕组wa传送过来的电压信号vaux，开关sv1的另一端接开关sv2的一端、电容c7的一端和电阻r9的一端，开关sv1的控制端接收比较模块1011的第一输出端的输出信号vp；开关sv2的另一端接开关sv4的一端，开关sv2的控制端接收比较模块1011的第二输出端的输出信号vn；开关sv3的另一端接电容c7的另一端、开关sv4的另一端和电阻r10的一端，开关sv3的控制端接收比较模块1011的第二输出端输出信号vn；开关sv4的控制端接收比较模块101的第一输出端的输出信号vp；电阻r9的另一端接电阻r8的一端和运算放大器uop3的正相输入端；电阻r8的另一端接原边地；运算放大器uop3的反相输入端接电阻r10的另一端和电阻r7的一端，运算放大器uop3的输出端接电阻r7的另一端并输出辅助绕组整流后的电压信号vaux_rec。四开关sv1～sv4组成的电平翻转电路在开关周期内可实现对辅助绕组电压信号vaux正向部分的直接传输和反向部分的翻转，得到翻转后的电压信号vaux_rec如图8所示，连续模式无需补偿处理故未画出。

第二谐振区间时间检测模块1014由比较器uc1和参考电压源vaux_ref组成。比较器uc1的反相输入端接绕组电压整流模块1013的输出端，比较器uc1的正相输入端接参考电压源vaux_ref的正极，参考电压源vaux_ref的负极接原边地，比较器uc1的输出端输出反映第二谐振区间[tr/2，ts/2]时间的脉冲信号vg_dcm。

第一谐振区间电流提取与平均模块1015包括开关s1、反相器un2、电阻r5和r6、运放uop2、电容c4。其中，开关s1的一端接采样电流整形模块1012的输出端，开关s1的另一端接电阻r5的一端和运放uop2的正输入端，开关s1的控制端接反相器un2的输出端，反相器un2的输入端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，电阻r5的另一端接地，运放uop2的负输入端和输出端相连并接到电阻r6的一端，电阻r6的另一端接电容c4的一端并作为第一谐振区间电流提取与平均模块1015的输出端，电容c4的另一端接地；其中，开关s1和电阻r5构成信号提取网络，根据脉冲信号vg_dcm将从开关s2一端获得的信号vir_rec提取出其第一谐振区间的部分vir_rec1；运放uop2构成电压跟随器，电阻r6和电容c4构成低通滤波器，获得信号vir_rec1的平均值信号vpri1_avg。

补偿比例计算模块1016包括开关sh1、电阻rh1、电容ch1、比较器uch1、反相器unt、开关sc1、电阻rc1、电容cc1、电容cc2、恒流源idc、开关sc2和比较器uch2。开关sc1的一端接绕组电压整流模块1013的输出端，接收其输出的信号vaux_rec，开关sc1的另一端接电阻rc1的一端，反相器unt的输入端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，接收其输出的脉冲信号vg_dcm，反相器unt的输出端接开关sc1的控制端，电阻rc1的另一端接的电容cc2一端和比较器uch2的负输入端，电容cc2的另一端接地，恒流源idc的一端接电容cc1的一端、开关sc2的一端和比较器uch2的正输入端，恒流源idc的另一端、开关sc2的另一端和电容cc1的另一端接地，比较器uch2的输出端接开关sc2的控制端；反相器unt、开关sc1、电阻rc1、电容cc1构成开关平均网络，获得vaux_rec在第一谐振区间内的平均值电容cc1、、恒流源idc、开关sc2和比较器uch2构成锯齿波发生器，产生一峰值等于的锯齿波信号vsaw；开关sh1的一端接绕组电压整流模块1013的输出端，接收其输出的信号vaux_rec，开关sh1的另一端接电阻rh1的一端，电阻rh1的另一端接电容ch1的一端和比较器uch1的正输入端，开关sh1的控制端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，接收其输出的脉冲信号vg_dcm，电容ch1的另一端接地，比较器uch1的负输入端接比较器uch2的负输入端；开关sh1、电阻rh1和电容ch1构成开关平均网络，获得vaux_rec在第二谐振区间内的平均值所述平均值与锯齿波信号vsaw进行比较，在比较器uch2的输出端输出补偿脉冲信号vg_com。由于锯齿波的峰值为因此比较器uch2的输出的补偿脉冲信号vg_com的占空比等于和之比。

补偿电流计算模块1017包括开关sw1、电阻rw1，运放uopw1、电阻rw2、电容cw1、开关sw2、开关sw3、反相器unw1、运放uopw2、电阻rw3和电容cw2，开关sw1的一端接采样电流整形模块1012的输出端，接收其输出的信号vir_rec，开关sw1的另一端接电阻rw1的一端和运放uopw1的正输入端，电阻rw1的另一端接地，开关sw1的控制端接第二谐振区间时间检测模块1014的输出端，接收其输出的脉冲信号vg_dcm，开关sw1和电阻rw1构成信号提取网络，根据脉冲信号vg_dcm将从开关s2一端获得的信号vir_rec提取出其第二谐振区间的部分vir_rec2；运放uopw1的负输入端接其输出端，构成电压同相跟随器；电阻rw2的一端接运放uopw1的输出端，电阻rw2的另一端接电容cw1的一端和开关sw2的一端，电容cw1的另一端接地，电阻rw2和电容cw1构成低通滤波器，对信号vir_rec2取平均值；开关sw2的另一端接开关sw3的一端和运放uopw2的正输入端，开关sw3的另一端接地，开关sw3的控制端接反相器unw1的输出端，反相器unw1的输入端接补偿比例计算模块1016的输出端并接到开关sw2的控制端，接收其输出的脉冲信号vg_com，开关sw2和开关sw3构成信号选通网络；运放uopw2的负输入端连接其输出端，构成同相电压跟随器；运放uopw2的输出端连接电阻rw3的一端，电阻rw3的另一端连接电容cw2的一端，电容cw2的另一端接地，电阻rw3和电容cw2构成低通滤波器，使得补偿电流计算模块1017的输出补偿电流信号vpri2_avg等于可见，补偿电流计算模块1017实现了公式(10)的功能，从而达到补偿的效果。

加法器1018的第一输入端接所述第一谐振区间电流提取与平均模块1015的输出端，接收其输出的平均值信号vpri1_avg，加法器102的第二输入端接所述补偿电流计算模块1017的输出端，接收其输出的补偿电流信号vpri2_avg，二者信号相加之后输出补偿之后反映输出平均电流的输出电流等效信号vio_est，从而实现公式(11)的功能。

调节环模块102包括反馈电阻rf、电容cf、运算放大器uf和参考电压源vio_ref。反馈电阻rf的一端接加法器1018的输出端，反馈电阻rf的另一端接电容cf的一端和运算放大器uf的反相输入端；运算放大器uf的正相输入端接参考电压源vio_ref的正极，参考电压源vio_ref的另一端接原边地；运算放大器uf的输出端接电容cf的另一端并输出环路调节信号vcomp。

驱动控制模块103的输入端接所述调节环模块103的输出端，其第一输出端输出驱动信号vg1，其第二输出端输出驱动信号vg2。

本发明可以应用到半桥llc谐振变换器，也可以应该用到全桥llc谐振变换器。图9示出本发明原边恒流控制装置与全桥llc谐振变换器构成的原边恒流装置的电路原理框图。其中，各模块的具体工作原理和实现过程可具体参考半桥llc具体实施例。对应的llc驱动控制模块103输出驱动信号vg1、vg2、vg3和vg4用于驱动全桥llc谐振变换器原边四个开关管。

图5和图9所示的实施例中llc谐振变换器的输出整流采用的是全波整流结构，也可以采用其它的输出整流结构如全桥整流结构、倍压整流结构和倍流整流电路等，本发明的原边恒流控制装置也同样适用。

本发明的原边恒流控制装置和思想同样适用其它变结构的llc型谐振变换器如三电平llc谐振变换器等，以及其它类型的谐振变换器。

本发明所述实施例中llc谐振变换器的原边谐振电流采样模块，可以采用采样电阻采集，也可以采用霍尔电流传感器进行采集。

本发明所述实施例中的vaux电压信号通过变压器辅助绕组得到，也可以通过变压器原边绕组经过分压网络或者差分网络获得。

本发明所述实施例中的调节环模块102中的误差放大器uf也可以采用电流型误差放大器，对应的补偿网络一端接误差放大器的输出，另一端接原边地。

本发明的实施例中等效输出电流模块101的实施方式并不限于实施例中给出的方式，还可以进行调整获得同样效果，例如另一种可选的实施方式如下：等效输出电流模块101接收反映变换器的变压器绕组两端电压信息的信号以及采样的原边谐振电流信号；所述原边谐振电流信号在一个开关周期或半个开关周期内根据时间区间分解成第一谐振区间电流信号和第二谐振区间电流信号；其后根据变压器绕组电压极性对第一谐振区间电流信号进行整形，将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，而将第一谐振区间电流信号在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，上述直接传输和极性翻转之后的波形重新组合并进行平均处理或平均处理之后再相加获得第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg；根据变压器绕组电压极性对第二谐振区间电流信号进行整形，将第二谐振区间电流信号在变压器绕组电压正极性区间进行直接传输，将第二谐振区间电流信号在变压器绕组电压负极性区间进行极性翻转，之后，进一步根据变压器绕组电压在第一谐振区间的幅值信息、变压器绕组电压在第二谐振区间的幅值信息以及第二谐振区间时间信息，获得补偿电流信号vpri2_avg；将所述第一谐振区间平均电流信号vpri1_avg与所述补偿电流信号vpri2_avg相加之后产生反映输出电流平均值的输出电流等效信号vio_est；上述功能同样可以通过具体电路实现，这里不在赘述。

本发明所述实施例中的驱动控制模块103属于llc谐振变换器控制的常用和公知技术，可以采用现有技术的脉冲频率调制(pfm)和驱动控制实现。

根据上述发明内容，本发明提出一种补偿电流信号提取方法：

1)采样变换器的原边谐振电流信号vir；

2)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的原边谐振电流信号进行整形：将原边电流采样信号vir在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，原边电流采样信号经直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号vir_rec；

3)根据整形之后的信号vir_rec获得其处于第二谐振区间之内的信号vir_rec2；

4)得到信号vir_rec2的平均值

5)提取反映变换器的变压器绕组电压在第一谐振区间的平均幅值的信号以及反映变换器的变压器绕组电压在第二谐振区间的平均幅值的信号

6)根据公式获得补偿电流信号vpri2_avg。

根据上述发明内容，本发明提出一种补偿电流信号提取方法：

1)采样变换器的原边谐振电流信号vir；

2)获得原边谐振电流信号vir处于第二谐振区间之内的信号vir2；

3)根据变换器的变压器绕组电压极性对采样的信号vir2进行整形：将信号vir2在变压器绕组电压正极性区间的波形进行直接传输，而将其在变压器绕组电压负极性区间的波形极性翻转，直接传输和极性翻转的波形重新组合后获得整形之后的信号vir_rec2；

4)得到信号vir_rec2的平均值

5)提取反映变换器的变压器绕组电压在第一谐振区间的平均幅值的信号以及反映变换器的变压器绕组电压在第二谐振区间的平均幅值的信号

6)根据公式获得补偿电流信号vpri2_avg。

上述补偿电流信号提取方法的步骤并非固定，而是可以进行顺序上的调整或互换获得相同的效果。

本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。