基于感应式无线电能传输系统的高效率电能传输方法与流程

本发明涉及无线电能传输方法领域，尤其涉及一种基于感应式无线电能传输系统的高效率电能传输方法。
背景技术：
：感应式无线电能能传输技术通过磁场以非接触的方式向电器进行灵活、安全供电，可以有效解决有线充电存在的接触不良，摩擦损耗以及接口限制等问题，受到了广泛的关注。该技术已经大量运用于电动汽车等大功率电气设备和智能手机等小功率电子设备中，具有巨大的发展前景。现有的无线充电系统的主要构成及工作过程为：工频交流电经过整流成为直流，经过逆变器后直流电逆变成高频交流电，高频交变电流注入初级线圈，产生高频交变磁场；次级线圈在初级线圈产生的高频磁场中感应出感应电动势，该感应电动势通过高频整流后向负载提供电能。在电气设备处于充电过程中，初级线圈和次级线圈的水平偏移距离发生变化，造成互感的降低，进而影响了充电系统恒流恒压特性。为解决该问题，通常的方法主要是通过改变线圈结构使得初级线圈和次级线圈在偏移过程中互感保持恒定，但该方法线圈结构复杂且效率过低。技术实现要素：本发明的目的在于：为解决现有的应对线圈水平偏移的无线电能传输方法线圈结构复杂且效率过低的问题，本发明提供一种基于感应式无线电能传输系统的高效率电能传输方法。本发明的技术方案如下:基于感应式无线电能传输系统的高效率电能传输方法，所述感应式无线电能传输系统包括发射部分和接收部分。发射部分包括：电流采集模块，直流电源、分压电容一、分压电容二、mcu控制模块一、高频逆变器、补偿电容、初级线圈一和初级线圈二；分压电容一和分压电容二分别并联于直流电源的两端，高频逆变器由第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4组成，驱动信号相反的第一开关管q1和第二开关管q2组成第一桥臂，驱动信号相反的第三开关管q3和第四开关管q4组成第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂之间相位差为θ；电流采集模块用于采集发射端电流并传输到mcu控制模块一；mcu控制模块一用于控制高频逆变器的相位角θ从而控制输入端电流；初级线圈一的一端和初级线圈二的一端共同连接至分压电容一和分压电容二的连线中点处，初级线圈一的另一端连接到第一开关管q1和第二开关管q2之间，初级线圈二的另一端连接到第三开关管q3和第四开关管q4之间。接收部分包括：依次连接的次级线圈、次级补偿电容、整流滤波电路、buck-boost电路、电压采集模块、mcu控制模块二和负载；电压采集模块用于采集负载两端的电压并传输到mcu控制模块二，mcu控制模块二用于根据输出电压控制buck-boost电路的占空比。无线电能传输方法包括mcu控制模块二对输出电压的控制过程和mcu控制模块一对输入电流的控制过程。mcu控制模块二对占空比的控制过程为：通过输出给buck-boost电路的占空比使得输出电压始终等于参考电压。mcu控制模块一对输入电流的控制过程为：控制输入电流一直处于最小值。具体地，mcu控制模块二对占空比的控制过程具体包括：s11：初始化n＝0，dn＝1％，其中n表示时刻，dn为n时刻的占空比；s12：采集输出电压uout；s13：令n＝n+1，dn＝dn-1+1％；s14：采集此时的输出电压uout，如果uout-uref<1，则输出dn为当前工作占空比，其中uref为提前在mcu控制模块二中设置好的基准电压；否则，则返回s12。具体地，mcu控制模块一对输入电流的控制过程具体包括：s21：初始化m＝0，其中m表示时刻；s22：采集此时的输入电流iin；s23：令m＝m+1,θ＝θm；s24：采集m时刻的iin(m)，如果iin(m)<iin(m-1)，则返回s22；否则，输出当前的θ。采用上述方案后，本发明的有益效果如下：(1)本发明不需要计算系统的具体效率，只需要找到发射端电流最小值即可，发射端电流最小值对应效率最大点，因为输出电压恒定，所以输出功率恒定，本发明可以提高无线电能能传输系统抗偏移能力，相比于其他结构，该发明不仅可以维持输出电压的恒定，而且可以保证初级线圈和次级线圈在偏移情况下的高效率输出。(2)在发送线圈和接收线圈偏移的条件下，实现了原边逆变器mosfet的软开关，提升效率的同时，增加了mosfet使用寿命。(3)本发明中的系统无需次级电路和初级电路进行通信，采用两个闭环控制，降低了系统成本，简化了电路结构；其控制策略简单、方便、可靠。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。通过附图所示，本发明的上述及其它目的、特征和优势将更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分。并未刻意按实际尺寸等比例缩放绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。图1为本发明的电路拓扑结构图；图2为本发明的耦合机构的线圈结构图；图3为本发明的驱动信号波形图；图4为本发明的感应式无线传输系统的软开关特性分析图；图5为本发明的部分结构等效电路图；图6为本发明系统在不同偏移情况下效率η随θ变化的曲线图；图7为电压不变的情况下输入电流、效率η与相位角θ的关系图；图8为本发明mcu控制模块二的控制过程流程图；图9为本发明mcu控制模块一的控制过程流程图；图10为本发明实施例中偏移40mm情况下输入电流和效率随发射端移相角变化的关系图；图11为本发明的方法与传统方法效率与线圈偏移距离的效果对比图；图中标记：1-第一桥臂，2-第二桥臂，3-耦合机构，4-整流滤波电路，5-buck-boost电路，6-电流采集模块，7-mcu控制模块一，8-mcu控制模块二，9-电压采集模块。具体实施方式为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。如图1所示，为本发明的全桥双谐振槽电路拓扑结构图。包括发射部分和接收部分，发射部分包括：直流电源vg、分压电容一cs1、分压电容二cs2、mcu控制模块一7、电流采集模块6、高频逆变器、补偿电容一ct1、补偿电容二ct2、初级线圈一n1和初级线圈二n2。本实施例中，电流采集模块6为电流传感器。分压电容一cs1和分压电容二cs2分别并联于直流电源vg的两端，高频逆变器由第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4组成，驱动信号相反的第一开关管q1和第二开关管q2组成第一桥臂1，驱动信号相反的第三开关管q3和第四开关管q4组成第二桥臂2，第一桥臂1和第二桥臂2之间相位差为θ。uq1、uq2、uq3和uq4分别为第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4的驱动信号。电流采集模块6用于采集直流电源vg两端的电流与电压并传输到mcu控制模块一；mcu控制模块一7用于控制高频逆变器的相位角θ从而控制输入端电流。初级线圈一n1的一端和初级线圈二n2的一端共同连接至分压电容一cs1和分压电容二cs2的连线中点m处，且初级线圈一n1的一端和初级线圈二n2的一端与m点的连线上的电流为il，初级线圈一n1的另一端连接到第一开关管q1和第二开关管q2中点a处，初级线圈二n2的另一端连接到第三开关管q3和第四开关管q4中点b处，m点与a点之间的电压为u1，m点与b点之间的电压为u2，a点与初级线圈一n1之间形成谐振槽一，b点与初级线圈二n2之间形成谐振槽二，i1和i2为发射端两个谐振槽的电流。接收部分包括依次连接的次级线圈n3、次级补偿电容cr、整流滤波电路4、buck-boost电路5、电压采集模块9、mcu控制模块二8和负载。本实施例中，电压采集模块9为电压传感器。整流滤波电路4包括第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7和第八开关管q8，第五开关管q5和第六开关管q6串联，第七开关管q7和第八开关管q8串联，次级线圈的一端串联补偿电容后连接到第七开关管q7和第八开关管q8的中点d点，次级线圈的另一端连接到第五开关管q5和第六开关管q6的中点c点；c点和d点之间的电压为u3，电压采集模块9用于采集负载两端的电压并传输到mcu控制模块二8，muc控制模块二8用于根据输出电压控制buck-boost电路5的占空比；初级线圈与次级线圈之间形成耦合机构，图2为本发明耦合机构的3线圈结构图。buck-boost电路5包括开关s、电感l、二极管d和电容cl。图3为本发明的电路驱动信号的时序图和谐振槽电流波形图，可以看到，uq1和uq4之间的相位差为θ，uq2和uq3之间的相位差为θ，u1和u2之间的相位差为θ。根据图3电路驱动信号，分析本发明的软开关特性，如图4所示，总共有a-f六个阶段：(a)0-t0时刻t0前第二开关管q2和第三开关管q3导通，电流i1和电流i2均为负方向。电流i1经过m点、补偿电容c1和二极管d1，谐振槽一给电容cs1传送能量，电流i2经过m点，电容cs2和二极管d4，谐振槽二给电容cs2传送能量，电流i1和电流i2在负方向降低。(b)t0-t1时刻电流i1和电流i2仍然为负方向，电流i1降低为0并且第二开关管q2零电流关断，谐振槽一和谐振槽二给电容cs1和电容cs2传送能量，电流i1和电流i2在负方向减少。(c)t1-t2时刻第一开关管q1零电压开通，电流i1方向为正，电流2方向为负，电容cs1给谐振槽一传送能量，谐振槽二给电容cs2传送能量，电流i1在正方向增加，电流i2在负方向减少。(d)t2-t3时刻电流i1和电流i2方向没有改变，电流i2下降为0并且第三开关管q3零电流关断，电容cs1给谐振槽一传送能量，谐振槽二给cs2传送能量，电流i1在正方向增加，电流i2在负方向减少。(e)t3-t4时刻电流i1没有改变方向，电流i2变为正方向，在t3时刻，第四开关管q4零电压开通，电容cs1和电容cs2给谐振槽一和谐振槽二传送能量，电流i1和电流i2正方向增大。(f)t4-t5时刻电流i1和电流i2均没有改变方向，谐振槽一给电容cs2传送能量，电容cs2给谐振槽二传送能量，电流i1减少，电流i2增大。图1的主干部分的等效电路图如图5所示，将发射端分为两个电压幅值相同、电压相位差为θ的等效电压源u1和u2。其中，电阻r1、电阻r2和电阻r3为别为初级线圈一、初级线圈二和接收线圈的内阻，电容c1、电容c2和电容c3分别为初级线圈一、初级线圈二和接收线圈的补偿电容，电感l1、电感l2和电感l3分别为初级线圈一、初级线圈二和接收线圈的自感，互感m12、互感m13和互感m23分别为初级线圈一、初级线圈二和接收线圈之间的互感，电阻rl为负载电阻。如图5所示，等效电路中，u1和u2由式(1)确定：根据基尔霍夫电压定律可以列得：其中，f为系统工作频率，s是与频率相关的虚数，s＝jω，ω＝2πf。z1,z2和z3定义如下：电感l1、电感l2和电感l3取值为：发射端电感以及内阻取值如式(5)所示关系，其中l，c和r为常数:定义以下参数：a＝2rrlω3m12(m132-m232)a'＝ωm12(r3+rl)[rω2(m132+m232)+(r2+ω2m122)(r3+rl)]+2ω5m12m132m232a”＝-a'b＝2rlω2m13m23(r2+ω2m122)b'＝-ω2m13m23[rω2(m132+m232)+(r2-ω2m122)(r3+rl)]b”＝bc＝rlω2(m132+m232)(r2+ω2m122)c'＝[ω2m232+r(r3+rl)][rω2(m132+m232)+(r2+ω2m122)(r3+rl)]c”＝[ω2m132+r(r3+rl)][rω2(m132+m232)+(r2+ω2m122)(r3+rl)]ε＝[(r3+rl)(ω2m122+r2)+r(ω2m132+ω2m232)]2+4ω6m122m132m232计算得接收端输出功率pout如式(6)所示：其中，表示次级线圈中的电流(复数)，表示次级线圈中的电流的共轭，发射端一的输入功率如式(7)所示：其中，表示初级线圈一中的电流。发射端二的输入功率如式(8)所示：其中，表示初级线圈二中的电流。效率η与相位角θ的关系图如图7所示。当发射端和接收端线圈位置发生变化时，线圈之间的互感m12、互感m13和互感m23发生变化，表1为偏移200mm过程中三个线圈互感变化数值。表1偏移(mm)060120200m12(uh)-4.46-4.29-3.86-3.10m13(uh)21.7424.2924.1721.31m23(uh)20.1111.171.31-2.43当接收线圈c向a线圈偏移时，如图2所示情况，在不同偏移距离下，系统效率η随θ变化的曲线图如图6所示，分别为线圈c向线圈a横向偏移距离为0cm、6cm、12cm、20cm下系统效率随θ变化的曲线以及不同偏移距离下最大效率的曲线。从图6中可以看出，当发射端和接收端发生水平偏移时，只需在原边控制逆变器的相位角θ，就可以令系统始终保持在最大效率点。图7为电压不变的情况下输入电流、效率η与相位角θ的关系图。本发明中，采用双闭环，副边利用电压传感器采集电压，通过与参考电压比较，控制mcu输出给buck-boost电路5的占空比，使得输出电压始终等于参考电压。mcu控制模块一7和mcu控制模块二8通过采集电流和电压，来计算整个系统的效率，再结合如图7所示的曲线，控制相位角θ令系统始终保持在最大效率点即可。因此，本发明的无线电能传输方法包括mcu控制模块二对输出电压的控制过程和mcu控制模块一7对输入电流的控制过程。具体地，如图8所示，mcu控制模块二8对占空比的控制过程为：通过输出给buck-boost电路5的占空比使得输出电压始终等于参考电压；mcu控制模块二8对占空比的控制过程具体包括：s11：初始化n＝0，dn＝0，其中n表示时刻，dn为n时刻的占空比；s12：采集输出电压uout；s13：令n＝n+1，dn＝dn-1+1％；s14：采集此时的输出电压uout，如果uout-uref<1，则输出dn为当前工作占空比，其中uref为提前在mcu控制模块二8中设置好的基准电压；否则，则返回s12。如图9所示，mcu控制模块一7对输入电流的控制过程为：控制输入电流一直处于最小值。mcu控制模块一7对输入电流的控制过程具体包括：s21：初始化m＝0，其中m表示时刻；s22：采集此时的输入电流iin；s23：令m＝m+1,θ＝θm；s24：采集m时刻的iin(m)，如果iin(m)<iin(m-1)，则返回s22；否则，输出当前的θ。上述的两个控制过程是分开的，m和n并不是同步的。c本发明中，不需要计算系统的具体效率，只需要找到发射端电流最小值即可，发射端电流最小值对应效率最大点，因为输出电压恒定，所以输出功率恒定。rl为从buck-boost电路前端看进去的等效电阻，因为要通过调节占空比使得输出电压恒定，所以rl随着输出脉冲占空比的改变而改变。本发明中，偏移40mm情况下输入电流和效率随发射端移相角变化的关系图如图10所示。图11为本发明的方法与传统方法效率与线圈偏移距离的效果对比图，可以看出，本发明的控制方法的传输效率，高于传统控制方法的传输效率，并且，随着线圈偏移的距离增大，采用本发明的控制方法得到的传输效率与传统方法得到传输效率的差距越大。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何属于本
技术领域：
的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。当前第1页12