一种可实现多分布式储能的多端口储能变流器及方法与流程

本发明涉及储能变流器领域，具体涉及一种可实现多分布式储能的多端口储能变流器及方法。

背景技术：

目前，由于现代配电系统对储能需求的不断增长，储能变流器已经得到了广泛应用。对于这种类型的功率转换系统，可以通过可控的功率调节轻松集成到电网中，以减少负载或电源波动的影响。

在不同类型的储能装置中，电池由于其安全性好、可靠性高、容量大、使用寿命长等优点得到广泛应用。对于电池的直流输出，ac/dc转换器作为电网电源和电池之间的高效接口是必要的。另外，由于单组电池的输出电压远低于电网集成所需的直流电压，因此，dc/dc升压装置对于分布式电池系统是必不可少的。此外，单个分布式储能系统通常需要能量存储装置来连接具有不同特征的多个电池。在这种情况下，通常采用多个dc/dc变流器将多个电池集成到系统中。

技术实现要素：

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，为实现多分布式储能的多端口充电，多个电池充电的独立控制，降低成本并提高灵活性，提供一种可实现多分布式储能的多端口储能变流器及方法。其中双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)采用移相控制和励除直流偏磁的装置，实现功率双向流动，并提高并网电流的电能质量。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种可实现多分布式储能的多端口储能变流器，单相全桥整流器连接网侧电源，所述单相全桥整流器由两对桥臂、网侧电压源，网侧电感和网侧电阻组成，单相全桥整流器的直流母线侧串接有由半桥结构和中性电感组成的直流电压分压器，以实现直流链路输出端上下电容器电压不均衡；直流电压分压器的输出端连接第一电容c1和第二电容c2分压以实现两个直流输出端口；两个直流输出端口分别串接一个双有源全桥双向dc-dc变换器，实现电压隔离，两个双有源全桥双向dc-dc变换器的末端并联以实现三端口；每个双有源全桥双向dc-dc变换器分别由一个高频隔离变压器和两个位于变压器原副边的h桥组成。

一种可实现多分布式储能的控制方法，包括以下步骤：

(1)对单相全桥整流器进行控制，得到稳定的直流侧输出电压；

(2)控制直流电压分压器，实现直流母线电压分压；

(3)控制双有源全桥双向dc-dc变换器，双有源全桥双向dc-dc变换器采用移相控制实现功率双向流动；

(4)双有源全桥双向dc-dc变换器采用反馈补偿法抑制直流偏磁现象。

进一步的，步骤(2)中的控制方法包括以下步骤：

通过i1和i2分别表示直流母线上第一电容和第二电容上所经过的电流，定义中性点电感电流in为(i2-i1+i0)，定义电压差值δv为(v1-v2)，在复频域的公式表示为：

in＝-sc×δv+i0

(1-1)

其中，s是复频域的变量，in为中性点电感电流，i0为直流侧两个箝位电容分别与电池并联连接的中线电流，δv为第一电容和第二电容之间的电压差值，c为电容；

当电容电压不对称时，总电压vdc和差值电压δv由第一电容和第二电容分别输出的电压v1和v2的总和与差值分别得到；由公式(1-1)可以得出，中性点电感电流in根据电压差值δv的极性改变极性；因此，如果δv增加，则电感器in补偿中性负载电流并且将电压差值δv保持在设定值，并且δv将通过减小v2或增大v1而减小；

直流电压分压器的控制公式为：

其中，s是复频域的变量，kp-vl2是直流电压分压器电压环路的比例系数，ki-vl2是直流电压分压器电压环路的积分系数，σ＝δv，σ^*是电压差σ的给定值，是中性电感电流in的指令信号；

其中，s是复频域的变量，kp-cl2是电流环路的比例系数，ki-cl2是直流电压分压器的电流环路的积分系数，vm是pwm输出的开关函数。

进一步的，步骤(4)中：

采用反馈补偿法提取直流分量，利用比例积分调节器减小直流分量，引入pwm驱动脉冲的反馈信号，以实现反馈补偿，在复频域的控制公式为：

其中，s是复频域的变量，im是双有源桥dc-dc变换器中电感电流的直流分量，ib是反馈补偿分量，kp-bias是比例系数，ki-bias是积分系数。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

1.本发明可通过单相全桥整流器与电网连接，并且通过使用直流电压分压器将直流链路输出端电压分成上下两部分。然后，直流链路端口通过两个双有源全桥双向dc-dc变换器连接到另一个隔离的直流链路。同时使用直流分压器实现分压和双有源全桥双向dc-dc变换器的移相控制，每个直流链路电压可以独立调节以满足电池控制要求，而没有任何明显的干扰。通过使用这种架构，多个独立控制的电池可以降低成本并提高灵活性。

2.本发明变流器和传统的多端口储能变流器相比具有成本低、灵活性高等特点；本发明考虑双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)中变压器的直流励磁对电流质量的影响，通过反馈补偿法励除直流偏磁，使电流质量更好。

附图说明

图1是本发明储能变流器的拓扑结构图。

图2-1至图2-4是本发明储能变流器的控制方法示意图。

图3是本发明储能变流器网侧电压和电流波形图。

图4是本发明储能变流器各个端口的输出电压波形及电压分压电路的中线上电感电流波形图。

图5励除直流偏磁前，双有源全桥双向dc-dc变流器的原边、副边电流的仿真波形图。

图6励除直流偏磁后，双有源全桥双向dc-dc变流器的原边、副边电流的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的多分布式储能的多端口储能变流器的拓扑图、具体控制方法和对双有源全桥dc-dc变流器中变压器的直流偏磁进行励除的方法进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。

如图1所示，多端口储能转换器由四部分组成，第一部分是单相全桥整流器，由两对桥臂，网侧电压源，网侧电感和网侧电阻组成，用于将该系统集成到电网，整流器的直流链路输出端接两个钳位电容器c1和c2分压以实现两个直流输出端口。由于对不同类型的负载和能量存储系统的需求，第二部分引入直流电压分压器结构实现直流链路输出端上下电容器电压不均衡，该直流电压分压器由一个半桥结构和中性电感组成，串接在单相全桥整流电路的直流母线侧。图1的第三、第四部分是在直流电压分压器的直流母线侧上、下两个端口分别串接的两个双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)，实现电压隔离，两个双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)的末端并联以实现三端口。每个双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)分别由一个高频隔离变压器和两个位于变压器原副边的h桥组成。

如图2-1至图2-4所示，基于实现分布式储能的多端口储能变流器的控制策略和励除直流偏磁的方法基本步骤如下：

步骤1：控制单相全桥整流器，为得到直流链路输出端稳定的输出电压vdc，单相全桥整流器的复频域控制公式如下：

其中，s是复频域的变量，i^*是网侧电感电流i的指导信号，kp-vl1是电压的比例系数，ki-vl1是电压的积分系数，vref是输出侧直流电压的参考值，θ是网侧锁相环的输出相位角。

vpwm＝[(i^*-i)×gpr(s)+vs]/vdc(2)

其中，vpwm是图2-1所示的脉冲宽度调制pwm输出的开关函数，gpr(s)是比例谐振控制器的开关函数，vs是网侧电压源的输入电压。

其中，s是复频域的变量，kp-cl1是比例系数，kr-cl1是谐振控制系数，ωc是谐振控制的截止频率，ω0是用弧度表示的基本频率，k是基本频率的控制系数。

步骤2：控制直流电压分压器，为实现直流链路输出电压分压，该直流电压分压器的控制策略如下。

让i1和i2分别表示直流母线上两个箝位电容上所经过的电流。另外，中性电感电流in被定义为(i2-i1+i0)，电压差值δv被定义为(v1-v2)，i0为直流侧两个电容分别与电池并联连接的中线电流。

vdc＝v1+v2(4)

δv＝v1-v2(5)

in＝i2-i1+i0(6)

公式(6)两边同时乘以c为电容量，得

in＝-sc×δv+i0(9)

直流电压分压器的原理是控制测量电流在每个开关周期达到参考电流。当电容电压不对称时，总电压vdc和差值电压δv由电容器的输出电压v1和v2的总和和差值分别得到。由公式(9)可以得出，中性点电感电流in根据电压差值δv的极性改变极性。因此，如果δv增加，则电感器in补偿中性负载电流并且将电压差值δv保持在设定值，并且δv将通过减小v2或增大v1而减小。

直流电压分压器的控制公式为：

其中，s是复频域的变量，kp-vl2是直流电压分压器电压环路的比例系数，ki-vl2是直流电压分压器电压环路的积分系数。σ＝δv，σ^*是电压差σ的给定值。是中性电感电流in的指令信号。

其中，s是复频域的变量，kp-cl2是电流环路的比例系数，ki-cl2是直流电压分压器的电流环路的积分系数。vm是图2-2所示的脉冲宽度调制pwm输出的开关函数。

步骤3：控制双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)，双有源全桥双向dc-dc变换器采用移相控制实现功率双向流动。

双有源全桥双向dc-dc变换器的结构是对称的，采用移相控制主要是利用高频变压器的漏感来控制两个全桥变换器的驱动脉冲来传输能量。在第一和第二阶段，通过调整另一侧的相位角产生移相信号以改变漏电感的电压，从而控制功率流动的大小和方向。该操作是双向的，也就是说，根据功率流的方向，每个h桥都可以被视为原边或副边。移相方程(δ)为

其中，s是复频域的变量，t为一个周期延迟，δ为相移角，kp1是比例系数，ki1是积分系数，vdc-ref是双有源全桥双向dc-dc变换器输出端直流电压的参考值，vdc-dab是双有源全桥双向dc-dc变换器输出端的实际输出直流电压。

步骤4：双有源全桥双向dc-dc变换器采用反馈补偿法抑制直流偏磁。

通常，变压器的励磁电流很小，可以忽略。如果输入变压器的电流包含直流分量，可能会导致变压器直流偏磁。此时，励磁电流会发生显著变化，其峰值可能会达到正常值的几倍或几十倍。另外，直流偏磁会导致变压器出现高温，振动噪声较大，甚至会烧毁变压器的绝缘层。

采用反馈补偿法，直接提取直流分量，利用pi调节器减小直流分量，引入pwm驱动脉冲的反馈信号，从而实现反馈补偿。控制公式为：

其中，s是复频域的变量，im是双有源全桥双向dc-dc变换器中电感电流的直流分量，ib是反馈补偿分量，kp-bias是控制器的比例系数，ki-bias是控制器的积分系数。

具有励除直流偏磁控制器的双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)控制结构可确保三个直流母线之间的电压的适当分配，保证各端口电压的平衡。

步骤5：用matlab/simulink搭建如图1所示的仿真模型，对本发明提出的变流器控制方法进行验证。

图3为网侧电压电流，图4为单相全桥整流器直流链路输出总电压和直流电压分压器输出的v1和v2。从图3可以看出，网侧电流与网侧电压成正弦相位，并且从图4可以看出，通过控制直流链路输出电压的参考电压值，直流链路的总输出电压被控制在560v，并通过控制直流环节的电压差值，实现直流环节电压不平衡，适应电池的不同电压等级。

在图4中，直流母线的电压差值参考值在时间间隔[0.3，0.4]，[0.4，0.6]和[0.6，0.8]内设置为0v，10v和20v。在t∈[0.3，0.4]中，图4显示了直流母线中没有直流电压分压器的平衡电压输出；在t∈[0.4，0.6]时，上下母线的电压差值调节在10v；在t∈[0.6，0.8]时，上下母线电压差调节在20v，实现输出高电压达到290v，低电压达到270v。从图4可以看出，本发明控制方法可以保证跟踪电压差值(δv)的参考值实现非对称直流母线电压。而且，中性线电流大小与电压差值正相关。另外，两个端口之间的电压差可以根据实际需求设置。

图5为双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)输出侧电压和没有直流励磁的原副边电感电流，图6为双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)输出侧电压和直流励磁后的原副边电感电流。图5和图6显示了两个并联输出端口的双有源全桥双向dc-dc变换器(dab)实现了输出端口电压稳定在320v。另外，图5表明，由于变压器原副边电感电流中存在直流分量，变压器的原边电流和副边电流产生了严重的变压器直流偏磁现象。因此，提出直流分量，采用反馈补偿法，消除了一次侧和二次侧的直流偏磁，如图6所示。

综上，本发明储能变换器可以克服不同输入和输出电压等级应用中储能系统面临的设计挑战，设计了不平衡电压下直流母线分压的控制策略，双极直流母线电压可以独立调节至所需的值，此外，本发明通过使用反馈补偿法励除直流偏磁，系统的稳定性得到改善。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。