一种主动频率控制开关电源系统的制作方法

本公开的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本公开的一些实施例提供了一种以下管开启时间为调整机制的主动频率控制开关电源电路。
背景技术：
：在某些应用情况下，需要开关电源输出电压与输入电压非常靠近，但是对于上管是n沟道型mos管(nmos)时，由于占空比(dutycycle)接近于1，造成下管导通时间过短，自举电容(bst电容)无法有效充电而造成电路无法正常工作。如图1所示，以降压型开关电源电路(buck)为例，传统buck电路，系统的输出电压逐渐逼近输入电压时，系统占空比逐渐张大，对于工作于pwm模式的开关电源电路，下管开启时间逐步缩小。这对于上管为nmos的系统来说，对bst(boost-trap)自举电容充电时间也逐渐缩短，bst电容两端电压逐渐降低，造成上管导通电阻变大甚至开启困难。图2是传统pwm电流模型buck转换器的bst充电波形的图示。例如，如图2所示，当输出电压vout接近输入电压vin时，bst自举电容两端的电压vbstcap逐渐降低。正因为有上述问题，一般开关频率较高、且上管为nmos的固定频率的开关电源电路占空比难以做到接近100％，因而输入电压和输出电压难以接近相等。至少为此，本公开提出一种带有主动频率控制(activefrequencycontrol，afc)的降压型开关电源电路，当上管为nmos时占空比受限的问题，进而提高效率降低成本。附图说明图1是传统pwm电流模型buck转换器的图示。图2是传统pwm电流模型buck转换器的bst充电波形的图示。图3是根据本公开的实施例的、带有afc的pwm电流模型buck转换器的图示。图4是根据本公开的实施例的、带有afc的pwm电流模型buck转换器的bst充电波形的图示。图5是根据本公开的实施例的主动频率控制电路(afc)的图示。图6是根据本公开的实施例的主动频率控制电路升降频响应的图示。技术实现要素：本公开提出的带有afc的降压型开关电源电路，当上管为nmos时占空比受限的问题，进而提高效率降低成本。仅作为示例，本公开的一些实施例被应用到开关电源的buck转换器。但是，将认识到，本公开有更广泛的适用范围。根据本公开的实施例，提供了一种主动频率控制开关电源系统。系统包括：调制组件，调制组件接收斜坡信号并且输出调制信号；逻辑控制组件，逻辑控制组件至少部分地基于调制信号来决定系统的gate的关断时刻；主动频率控制组件，主动频率控制组件被配置为当检测到系统的下功率晶体管开启时间连续预定数量个周期小于第一阈值时，控制系统的开关频率降低，并且当检测到下管开启时间连续预定数量个周期大于第二阈值时控制系统开关频率升高回系统的原工作频率，其中第二阈值大于第一阈值。具体实施方式图3是根据本公开的实施例的、带有afc的pwm电流模型buck转换器的图示。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。根据一个实施例，调制组件接收斜坡信号并且输出调制信号。在另一示例中，逻辑控制组件处理调制信号并且将控制信号输出到驱动组件。在另一示例中，调制信号与脉冲宽度调制(pwm)信号相对应。在又一示例中，脉冲宽度调制(pwm)控制器还包括过电压保护(ovp)检测器，在另一示例中，驱动组件发送驱动信号到gate端，以影响gate的导通和关断。例如，调制组件将斜坡电压与电压vcomp做比较，并且基于比较结果输出调制信号到逻辑控制组件。逻辑控制组件至少部分地基于调制信号来决定gate的关断时刻。为了实现输出电压接近输入电压情况下，依然有足够长的时间给bst电容充电来维持bst电容电压，同时又可以实现尽可能接近100％的占空比，使得输出电压可以足够接近输入电压，本公开在系统中增加了下管开启时间检测组件。根据一个实施例，当下管开启时间检测组件检测到下管开启时间连续n个周期小于阈值tth_ls1时，控制系统开关频率降低。而当下管开启时间检测组件检测到下管开启时间连续n个周期大于阈值tth_ls2时，控制系统开关频率升高回原系统工作频率，其中n是大于等于2的整数，并且可以根据需要设置。图4是根据本公开的实施例的、带有afc的pwm电流模型buck转换器的bst充电波形的图示。可以看出，当输出电压vout接近输入电压vin时，bst自举电容两端的电压vbstcap保持恒定。图5是根据本公开的实施例的主动频率控制电路(afc)的图示。主动频率控制电路可以包括下管开启时间检测组件和确定电路。如图5所示结构，当下管导通时，电流源i1对电容i2充电，通过比较器i3和i4反相输入端的电压vth1和vth2来设置下管导通时间识别阈值tth_ls1和tth_ls2：根据一个实施例，取tth_ls2>tth_ls1，当下管导通时间超过tth_ls1时，ls_dwn＝‘1’(逻辑高电平)，当下管开始时间超过tth_ls2时，ls_up＝‘1’(逻辑高电平)。图5中up信号为ls_up经过系统时钟同步后的信号，dwn为ls_dwn经过系统时钟同步后的信号。图6是根据本公开的实施例的主动频率控制电路升降频响应的图示。当系统输出电压足够接近输入电压时，下管导通时间变小，如果下管导通时间小于tth_ls1，ls_det保持为0，如果连续n个周期ls_det为0，那么计数器i9计数溢出，osc_ctrl[0]＝1，osc_ctrl[0]＝0，通知振荡器i10降频，如图6前半部分降频波形所示。当系统输入电压大于输出电压一定程度后时(例如，大于预定义的阈值时)，ls_det为周期性脉冲，而i8为连续模式计数器，当ls_det连续n个周期出现脉冲，计数器i8溢出，osc_ctrl[0]＝0，osc_ctrl[1]＝1,通知振荡器i10升频，如图6后半部分升频波形所示。其中振荡器频率控制描述如下表1所示：osc_ctrl[1]osc_ctrl[0]描述00保持默认频率01降频10升频11-表1如上所述，为降频一次或升频一次的原理，按照同样的方式和原理，可以多次降频和升频。即当输出电压接近到输入电压一定程度后，系统降频一档，当输出电压进一步接近输入电压后，系统继续降频一档，依次类推。升频同样逐档升频。当下管开启时间介于[tth_ls1tth_ls2]之间时，系统需要利用图5中holdb信号清零计数器，以保持当前状态不变，如图6所示波形最后一段。而当下管开启时间大于tth_ls2，或下管开启时间小于tth_ls1，holdb＝1，不影响计数器工作和升降频检测和判断。另外，如图3中所示，在不同的频率下需要针对不同频率调整vcomp直流电压，以保证频率切换时环路可以快速稳定。以上控制方式不仅适用于降压型开关电源电路，同样适用于升压型开关电源电路。传统的采用检测上管开始时间，当上管开始时间大于设定值后，开启一次下管的方法，开关频率不固定。而此方法具有开关频率确定的优势，这样电磁干扰(emi)基频可预测，对于优化和提高emi特性具有重要意义。本公开可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本公开的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而不是限定性的，本公开的范围由所附权利要求而不是上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本公开的范围之中。本公开各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地是利用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件与硬件组件的一种或多种组合来实现的。在另一示例中，本公开各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地在一个或多个电路中实现，例如在一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路中实现。在又一示例中，本公开的各个实施例和/或示例可以相组合。虽然已描述了本公开的具体实施例，然而本领域技术人员将明白，还存在于所述实施例等同的其它实施例。因此，将明白，本公开不受所示具体实施例的限制，而是仅由权利要求的范围来限定。当前第1页12