一种移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构及调制方法与流程

本发明涉及电力电子功率变换器拓扑及调制领域，尤其是一种移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构及调制方法。

背景技术：

逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有dc/hfac/lfac三种功率特征，其中，hfac：高频交流，lfac：低频交流。可知此类逆变器中出现了dc/ac即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了ac/ac即交流/交流变换环节，该环节也常称为矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。

由于变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②单极性和双极性移相控制策略借助矩阵变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的zvs，但存在换流重叠时间不易控制等问题；③在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。

然而，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致系统可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。

技术实现要素：

针对上述技术问题，本发明的目的在于提供一种移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构及调制方法。本发明功率变换等级少、调制简单，并与电压型解结耦相结合实现单极性前级移相调制方法。

为实现上述目的，本发明是根据以下技术方案实现的：

本发明的一种移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构，其特征在于，包括全桥逆变器、变压器t、矩阵变换器、lc型滤波器，各部件依次连接构成；

其中，所述全桥逆变器由直流输入电压ui、可控开关管s1、可控开关管s2、可控开关管s3、可控开关管s4、二极管dc1、二极管dc2、电感lr组成；

所述矩阵变换器由可控开关管s1a、可控开关管s4b、可控开关管s4a、可控开关管s1b、可控开关管s3a、可控开关管s6b、可控开关管s6a、可控开关管s3b、可控开关管s5a、可控开关管s2b、可控开关管s2a、可控开关管s5b组成；

所述lc型滤波器由第一电感lf1、第二电感lf2、第三电感lf3、第一电容cf1、第二电容cf2、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3组成；

所述直流输入电压ui的正极分别与可控开关管s1的集电极、二极管dc1的正极、可控开关管s3的集电极相连，所述直流输入电压ui的负极分别与可控开关管s2的发射极、二极管dc2的负极、可控开关管s4的发射极相连；

可控开关管s1的发射极分别与电感lr的一端、可控开关管s2的集电极相连；可控开关管s3的发射极分别与变压器t原边一端、可控开关管s4的集电极相连，电感lr的另一端分别与二极管dc1的负极、二极管dc2的正极、变压器t原边的另一端相连；

变压器t副边的一端分别与可控开关管s1a的集电极、可控开关管s3a的集电极、可控开关管s5a的集电极相连，变压器t副边的另一端分别与可控开关管s1b的集电极、可控开关管s3b的集电极、可控开关管s5b的集电极相连；可控开关管s1a的发射极与可控开关管s4b的发射极相连，可控开关管s3a的发射极与可控开关管s6b的发射极相连，可控开关管s5a的发射极与可控开关管s2b的发射极相连；可控开关管s1b的发射极与可控开关管s4a的发射极相连，可控开关管s3b的发射极与可控开关管s6a的发射极相连，可控开关管s5b的发射极与可控开关管s2a的发射极相连；

可控开关管s4a的集电极与可控开关管s4b的集电极相连后与第一电感lf1一端相连，第一电感lf1另一端与第一电容cf1一端、负载r1一端相连，负载r1另一端分别与负载r2、负载r3相连；第一电容cf1另一端分别与第二电容cf2、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3相连；

可控开关管s6a的集电极与可控开关管s6b的集电极相连后与第二电感lf2一端相连，第二电感lf2另一端与第二电容cf2、负载r2一端相连，负载r2另一端分别与负载r1、负载r3相连；第二电容cf2另一端分别与第一电容cf1、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3相连；

可控开关管s2a的集电极与可控开关管s2b的集电极相连后与第三电感lf3一端相连，第三电感lf3另一端与第三电容cf3、负载r3一端相连，负载r3另一端分别与负载r1、负载r2相连；第三电容cf3另一端分别与第一电容cf1、第二电容cf2、负载r1、负载r2、负载r3相连。

本发明提出的一种根据上述移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构调制的调制方法，其特征在于：移相型矩阵式逆变器采用占空比变化的pwm控制，所述可控开关管s1、可控开关管s4组成的桥臂和可控开关管s2、可控开关管s3组成的桥臂交替导通；串联谐振电感实现开关管的零电压开关；变压器t的原边与两个钳位二极管相连端的电压被钳位二极管钳位在0与ui之间；变压器t后级的矩阵变换器等效为两组普通的电压型逆变器进行解结耦控制，依据电压型解结耦逻辑调制电路对可控开关管s1a～可控开关管s6a、可控开关管s1b～可控开关管s6b进行控制，将变压器t输出的高频谐振电流转换低频脉动电流。

进一步地，采用占空比中的单极性移相控制的θ角是不断变化的，在调制度为m的情况下，其中o<m<1，变化范围为2(1-m)180°<θ<180°；在一个开关周期ts时间内，开关管s1与s4、s2与s3的共同导通时间为：tcom＝ts(180°-θ)/360°。

进一步地，变压器t后级的矩阵变换器采用电压型解结耦控制，将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管s1a∽s6a和可控开关管s1b∽s6b，正组开关管工作时负组开关管全部导通，而负组开关管工作时正组全部导通，后级矩阵变换器等效成两组普通电流型逆变器。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

本发明的谐振电感的应用使变压器原边功率开关管实现零电压开关，引入两只钳位二极管可以抑制变压器副边开关管的电压振荡和电压尖峰，这样减少了因打断变压器漏感与滤波电感电流的流通路径会在开关管两端产生的很高的电压尖峰，以及抑制因变压器漏感与开关管的寄生电容发生串联谐振，使得开关的损耗降低，提高了电路可靠性和效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它附图。

图1为本发明逆变器电路拓扑结构示意图；

图2为本发明一个高频周期内逆变器工作状态原理波形图；

图3为变压器副边矩阵变换器在电压型解结耦原理图；

图4(a)-图4(l)为本发明前级移相型三相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

如图1所示，本发明的逆变器拓扑结构包括全桥逆变器、变压器t、矩阵变换器、lc型滤波器，各部件依次连接构成；

全桥逆变器由直流输入电压ui、可控开关管s1、可控开关管s2、可控开关管s3、可控开关管s4、二极管dc2、二极管dc2、电感lr组成；

矩阵变换器由可控开关管s1a、可控开关管s4b、可控开关管s4a、可控开关管s1b、可控开关管s3a、可控开关管s6b、可控开关管s6a、可控开关管s3b、可控开关管s5a、可控开关管s2b、可控开关管s2a、可控开关管s5b组成；

lc型滤波器由第一电感lf1、第二电感lf2、第三电感lf3、第一电容cf1、第二电容cf2、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3组成；

直流输入电压ui的正极分别与可控开关管s1的集电极、二极管dc1的正极、可控开关管s3的集电极相连，直流输入电压ui的负极分别与可控开关管s2的发射极、二极管dc2的负极、可控开关管s4的发射极相连；

可控开关管s1的发射极分别与电感lr的一端、可控开关管s2的集电极相连；可控开关管s3的发射极分别与变压器t原边一端、可控开关管s4的集电极相连；电感lr的另一端与二极管dc1的负极、二极管dc2的正极、变压器t原边一端相连；

变压器t副边的一端分别与可控开关管s1a的集电极、可控开关管s3a的集电极、可控开关管s5a的集电极相连，变压器t副边的另一端分别与可控开关管s1b的集电极、可控开关管s3b的集电极、可控开关管s5b的集电极相连；可控开关管s1a的发射极与可控开关管s4b的发射极相连，可控开关管s3a的发射极与可控开关管s6b的发射极相连，可控开关管s5a的发射极与可控开关管s2b的发射极相连；可控开关管s1b的发射极与可控开关管s4a的发射极相连，可控开关管s3b的发射极与可控开关管s6a的发射极相连，可控开关管s5b的发射极与可控开关管s2a的发射极相连；

可控开关管s4a的集电极与可控开关管s4b的集电极相连后分别与第一电感lf1一端相连，第一电感lf1另一端与第一电容cf1一端、负载r1一端相连，负载r1另一端分别与负载r2、负载r3相连；第一电容cf1另一端分别与第二电容cf2、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3相连；

可控开关管s6a的集电极与可控开关管s6b的集电极相连后分别与第二电感lf2一端相连，第二电感lf2另一端与第二电容cf2、负载r2一端相连；负载r2另一端分别与负载r1、负载r3相连；第二电容cf2另一端分别与第一电容cf1、第三电容cf3、负载r1、负载r2、负载r3相连；

可控开关管s2a的集电极与可控开关管s2b的集电极相连后分别与第三电感lf3一端相连，第三电感lf3另一端与第三电容cf3、负载r3一端相连，负载r3另一端分别与负载r1、负载r2相连；第三电容cf3另一端分别与第一电容cf1、第二电容cf2、负载r1、负载r2、负载r3相连。

本发明变压器前级高频逆变器加钳位二极管及谐振电感，采用一定占空比的pwm控制方法，使前及逆变器的右桥臂驱动信号s4(s3)相对于左桥臂驱动信号s1(s2)存在移相角θ。变压器后级的矩阵变换器采用pwm与电压型解结耦相结合的调制方法，将变压器输出的高频交流电流转换成工频电流。

本发明提出的一种利用上述移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构调制的调制方法，包括：移相型矩阵式逆变器采用占空比变化的pwm控制，所述可控开关管s1、可控开关管s4组成的桥臂和可控开关管s2、可控开关管s3组成的桥臂交替导通；串联谐振电感实现开关管的零电压开关；变压器t的原边与两个钳位二极管相连端的电压被钳位二极管钳位在0与ui之间；变压器t后级的矩阵变换器等效为两组普通的电压型逆变器进行解结耦控制，依据电压型解结耦逻辑调制电路对可控开关管s1a～可控开关管s6a、可控开关管s1b～可控开关管s6b进行控制，将变压器t输出的高频谐振电流转换低频脉动电流。

占空比的单极性移相控制的θ角是不断变化的，在调制度为m的情况下，其中o<m<1，变化范围为2(1-m)180°<θ<180°；在一个开关周期ts时间内，开关管s1与s4、s2与s3的共同导通时间为：tcom＝ts(180°-θ)/360°。

变压器t后级的矩阵变换器采用电压型解结耦控制，将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管s1a∽s6a和可控开关管s1b∽s6b，正组开关管工作时负组开关管全部导通，而负组开关管工作时正组全部导通，后级矩阵变换器等效成两组普通电压型逆变器。

图2为本发明一个高频周期内工作状态原理波形图。图中s1、s4和s2、s3为变压器前级高频逆变器功率管的驱动信号，s1a∽s6a、s1b∽s6b为变压器后级矩阵式变换器功率管的驱动信号。ip变压器原边的电流波形，idc1、idc2为流经二极管dc1、dc2的电流。由图2可以看出，前级功率开关管驱动信号的占空比是变化的；同时可以看出该拓扑一个周期内，二极管dc1、dc2各导通一次，钳位变压器原边的电压，变压器原边输入电压为零，为后级提供开关管正负组切换时刻，可避免因变压器漏电流产生的电压尖峰。

图3为变压器后级矩阵变换器的电路解耦原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的电压型逆变器。当变压器输入电流为正时，正组逆变器的s1a、s2a、s3a、s4a、s5a、s6a处于三相调制状态，负组逆变器s1b、s2b、s3b、s4b、s5b、s6b处于导通状态；变压器输入电流信号为负时，负组逆变器s1b、s2b、s3b、s4b、s5b、s6b三相调制状态，正组逆变器的s1a、s2a、s3a、s4a、s5a、s6a处于导通状态。

图4为本发明移相型三相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图，其中本发明采用高频链是在电路中用高频变压器替换工频变压器的电路结构。图4(a)∽图4(l)分别为下述工作模态1∽12。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在12个工作状态，具体模态分析如下：

(1)工作模态1[t0-t1]，t0时刻前s1、s4已经处于导通状态，ip经s1、s4流通开始向后级传递能量，矩阵变换器中正组逆变器工作，负组逆变器中开关管均处于导通状态，滤波电感电流ilf开始线性上升。

(2)工作模态2[t1-t2]，t1时刻开关管s1触发关断，为了防止桥臂直通，开关管s2的触发信号应加入适当的死区。原边电流ip给c1充电，同时给c2放电。由于此阶段内变压器原副边电压均为零，因此开关管s1可实现零电压关断。由于原边电流箝位作用，输出滤波电感电流ilf仍保持上一模态的状态，开始线性下降，滤波网络中b相电容充电，a、c相电容放电，此时矩阵变换器的开关管全部导通。

(3)工作模态3[t2-t3]，t2时刻电容c1、c2充放电结束，ip经d2、s4流通，此阶段触发开关管s2开通，可实现零电压开通。此阶段内变压器原副边电压均为零，矩阵变换器的开关管全部导通，输出滤波电感电流ilf仍处于上一阶段的续流状态，滤波网络中b、c相电容充电，a相电容放电。

(4)工作模态4[t3-t4]，t3时刻开关管s4触发关断，原边电流ip给c4充电，同时给c3放电，开关管s4可实现零电压关断。此阶段矩阵变换器开关管s4b、s5b、s6b关闭，输出滤波网络保持着上一模态的状态。

(5)工作模态5[t4-t5]，t4时刻电容c4、c3充放电结束，此阶段内功率管s3实现零电压开通，变压器漏感与后级开关管寄生电容产生谐振，同时变压器两端电压为-ui，因此b点电压为零，使箝位二极管dc2导通，将ubc钳位在-ui。由于t4时刻变压器副边电压为零，输入直流电压全部反向加在lr上，ir和ip迅速下降至零，并反向增加。由于谐振电感的作用，变压器两端电压反向线性上升。输出滤波网络保持着上一模态的状态。

(6)工作模态6[t5-t6]，此阶段内，原边给副边提供能量，ip等于ir，滤波电感电流ilf线性上升，输出滤波网络保持着上一模态的状态。

(7)工作模态7[t6-t7]，t6时刻，开关管s1b关断，s4b导通，滤波网络中a、b相电容充电，c相电容放电。

(8)工作模态8[t7-t8]，t7时刻开关管s2触发关断，原边电流ip给c2充电，同时给c1放电，开关管s2可实现零电压关断，此阶段内变压器原副边电压均为零，矩阵变换器的开关管全部导通，输出滤波电感电流ilf仍处于上一阶段的流通状态，滤波网络中b相电容充电，a、c相电容放电。

(9)工作模态9[t8-t9]，t8时刻电容c2、c1充放电结束，ip经d1、s3流通，此阶段内触发功率管s1开通，可实现其零电压开通。此阶段内变压器两端的电压为零，矩阵变换器的开关管全部导通，输出滤波电感电流ilf仍处于上一阶段的续流状态，滤波网络中b、c相电容充电，a相电容放电。

(10)工作模态10[t9-t10]，t9时刻开关管s3触发关断，原边电流ip给c3充电，同时给c4放电，开关管s3可实现零电压关断。此阶段内变压器原副边电压均为零，输出滤波网络保持着上一模态的状态。

(11)工作模态11[t10-t11]，t10时刻，电容c3、c4充放电结束，此阶段内功率管s4实现零电压开通，同时变压器两端电压为ui，b点电压为ui，使箝位二极管dc1导通，将ubc钳位在ui。ip迅速下降至零后，正向迅速增加，矩阵变换器开关管s4a、s5a、s6a关闭。滤波网络中b、c相电容充电，a相电容放电。

(12)工作模态12[t11-t12]，t11时刻，箝位二极管dc1关闭，输出滤波网络保持着上一模态的状态，电路进入下一个周期。

由以上工作过程可以看出，采用解结耦单极性移相调制方法的加钳位二极管的三相高频链逆变器可以实现拓扑中开关管的零电压开关，并且大大降低了由变压器漏感及开关管寄生电容引起的电压振荡。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。